Note: Descriptions are shown in the official language in which they were submitted.
Lsinvention a trait à la filtration adaptive de
signaux parasites et concerne plus particulièrement un système
destiné à filtrer un signal d'interférence sinusoidal et/ou
de corrélation melé à un signal utile compris dans un signal
d'entréeO L'efficacité du présent système est particulièrement
évidente lorsque le signal d'interférence à éliminer se situe
à l'intérieur du meme spectre de fréquence que le signal
utile désiré.
Plusieurs dispositi~s et systèmes ont déjà été
proposés dans le but de séparer, d'accro~tre ou d'Qliminer
le bruit, les parasites d'inter-symbole, l'écho ou les
fréquences de différents signaux compris dans un signal
d'entrée. Ces systèmes antérieurs sont décrits par exemple
dans les brevets des Etats-Unis Nos. 4.052.559 de Yaul et al
et 4.23~3.746 de McCool et al qui enseignent chacun l'utilisa-
tion d'un filtre adaptif transversal qui incorpore un vecteur
de pondération conforme à 1 T algorithme de Widrow-Hoff, celui-
ci étant une approximation, à temps réel, de l'erreur quadra-
tique moyenne de l'algorithme de Widrow-Hoff. Un tel
algorithme est décrit dans l'article "Adaptive Noise
Cancelling: Principles and Applications" de Widrow et al, "
"Proceedings IEEE", volume 63, numéro 12, décembre 1975, ~`
pages 1692 à 1716. Toutefois, l'implémentation de l'algo-
rithme de Widrow-Hoff requiert en général l'utilisation de
multiplicateurs linéaires qui sont dispendieux, d'une part,
et qui produisent une dégradation du système car de fonc-
tionnement non-idéal, d'autre partr Par ailleurs, dans la
littérature sur les interférences d'inter~symbole, plusieurs
algorithmes~.de données écrétées ou d'erreur limitée ont été
proposés afin d~éliminer en partie ou de réduire le nombre
de ces multiplicateurs linéaires. En outre, lorsque le signal
--1--
~Qf~
d'interférence est simplement une onde sinusoidale, Widrow
suggère d t utiliser une paire de signaux en phase/quadrature,
au lieu de filtres adapti~s transversaux, pour suivre l'ampli-
tude et la phase du signal parasite sinusoidal tout en
présument que sa fréquence est déjà connue. Même en ces
derniers cas, l~implémentation des algorithmes adaptis
requier-t l'~tilisation de plusieurs multiplica-teurs
linéaires.
Dans le ~e~et 1) S ~ 105.102 émis le ~ aout 1978
à Desblache, il est décrit un filtre à crevasse numérique
dont les paramètres sont évalués de facon séquentlelle pour
synthoniser la fréquence d'interférence. Cette méthode
est basée sur les transformes de ~ilbert, qui utilisent
plusieurs multiplicateurs.
La méthode selon notre invention est complètement
différente en ce qu'elle utilise des techniques ~LL (phase
lock loop - boucle suiveuse de phase) pour répérer la ~ré-
quence d'interférence, qu'elle limite la bande du signal
d'erreur et de plus qu'elle utilise des techniques de filtre
harmonique pour ne pas avoir à utiliser de véritables multipli-
cateurs normalemen~ exigés dans l'algorythme LMS discuté
ci-dessus
Une caractéristique générale de la présente
invention réside en un système de filtration adaptif capable
dléliminer les signaux d'interférence sinusoidaux compris
dans un signal d'entrée sans avoir à utiliser de multiplica-
teurs linéaires.
Une autre caractéristique de la présente invention
réside dans un s~stème de filtration adaptif apte ~a suivre
les variations das parametres du signal d'interférence,
lesquels ~ont antérieurement inconnus.
Une caractéristique supplémentaire de la présente
invention consiste à réaliser un filtre adaptatif pouvant
rehausser une ligne spectrale à bande étroite en un champ
de bruit à large bande.
En conséquence, l'invention vise généralement
un système de filtration adaptatif destiné à filtrer un siqnal
d'interférence sinusoïdal mêlé à un signal utile compris
dans un signal d'entrée. Le système comporte des moyens
de repérage en fréquence du signal d'interférence contenu
dans le signal d'entrée et de génération synchronisée de
diverses paires de signaux à ondes rectangulaires présentant
une relation phase/quadrature. Des moyens de pondération
sont prévus pour chacun des signaux à ondes rectangulaires
conformément aux changements d'amplitude et de phase du
signal d'interférence sinusoïdal sans 1 'aide de multiplica-
teurs linéaires. Des moyens sont également prévus pour
filtrer les signaux à ondes rectangulaires pondérés et com
binés afin de les soustraire du signal d'entrée de sorte
à émettre le signal utile sensiblement exempt du signal
d'interférence sinusoidal.
Suivant des modes de réalisation préférés de la
présente invention, le moyen de génération de signaux à
ondes rectangulaires génère des paires de signaux à ondes
rectangulaires en phase/quadrature où chaque signal de chaque
paire de signaux à ondes rectangulaires est adéquatement
et séparément pondéré par le moyen de pondération, et tous
les signaux à ondes rectangulaires sans exception alimentent
le moyen de combinaison des signaux.
Un autre mode préfére de la présente invention
prévoit une pluralité de systèmes de filtration interconnectés
soit en série, soit en parallèle afin d'éliminer une pluralité
de signaux d'interférence mêlés à un signal utile à l'intérieur
-- 3 --
~9(~
du si~nal d'entrée, chaque système de filtration étant apte
à supprimer un signal d'interférence donné du signal d'entrée.
Un mode de réalisation préféré de la présente
invention sera décrit ci~après avec référence aux exemples
illustrés sur les dessins annexés, dans lesquels:
la figure 1 est un d.ia~ra~e synopti~ue du système
adaptati~ de filtration d'un signal d'interférence
sinusoidal suivant la présente invention;
les figures 2a à 2d sont des diagra~mes montrant
l'utilisation des filtres de type Fl et des multiplicateurs
à commutation dans le système de ~iltration de la figure
1 ;
les figures 3a à 3e sont des diagrammes illustrant
l'emploi des filtres de type F2 dans le système de filtration
de la flgure 1,
la figure ~ est un schéma montrant un autre mode
de réalisation de l'invention dans lequel les signaux
harmoniques sont supprimés'
les fi~ures 5a et 5b sont des vues schématiques
montrant respectivement plusieurs systèmes adaptifs de
filtration de signaux d'interférence interconnectés soit
en série, soit en parallèle en vue d'éliminer une pluralité
de signaux d'interférence présents dans un signal d'entrée.
Se référant ~ La figure 1, les divers éléments de
circuit constituant le système adaptif de filtration d'un
signal d9interférence sinusoidal y sont illustrés de fa~on
schématique. Au départ, on assume que le signal d'entrée
~(t3 ne comporte qu'un seul signal d'interférence sinusoidal
melé au signal désiré et que de plus, la fréquence, la phase
et l'amplitude du signal d'interférence ne sont pas connus
avec préci.sion ou varient légèremen-t dans le temps. Ce signal
- 4
d'entrée X (t) alimente simultanément un circuit de combi-
naison ou d'addition 11 et un circuit adaptif de ~iltration
12. Par soucis de clarté du présent montage, le circuit
de filtration tel qu'illustré est divisé en deux circuits
principaux constitués d'un circuit 13 de formation de siynaux
à ondes rectangul.aires et un circuit 1.4 déterminant la
pondération. De façon générale, la fonction du circui-t
13 consiste à repérer la fréquence du signal d'interférence
sinusoïdal et à générer deux signaux à ondes rectangulaires
synchrones caractérisés par un certain rapport phase/
quadrature. De plus, le circuit 13 fournit tous les signaux
d~horloge requis par le système de filtration. Le circuit de
formation des signaux binaires 13 comporte une boucle
suiveuse de phase 15 relié à un synthétiseur d'onde rectan-
gulaire 16. La boucle suiveuse de phase 15 sert à repérer
et principalement à multiplier la fréquence fondamentale
fo du signal d'interférence. Afin de simplifier la con-
ception du synthétiseur 16 qui génère les deux signaux
à ondes rectangulaires synchrones en phase/ quadrature
à travers les lignes de sortie 21, 22, le facteur de multi-
plication de la boucle suiveuse 15 a été choisi pour corres-
pondre à un multiple de 4. Un synthétiseur 16 peut être
ainsi construit en utilisant des éléments logiques standards
de circuit intégré.
Il est à noter que lorsque X~t~ ne contient qu'une
seule fréquence d'interférence, le champ de capture et la
'plage de poursuite de la bo~cle suiveuse de phase 15 doit alors
etre suffisa~ent large pour couvrir toute l'étendue de
variation de la fxéquence fondamentale fo du signal d'inter-
férence. Dans le cas contraire, lorsque X(t) comporte
plusieurs fréquences d'interférence9 le champ de capture et
-- 5
~lQ~
la plage de poursuite doivent ~tre suffisamment étroite pour
assurer une résolution adéquate. Dans le dernier cas, il
s'avère utile de prévoir des moyens de balayage de la fréquence
de l~oscillateur (non montré) incorporé au circuit 15.
En ce qui regarde le circuit 14 déterminant la valeur
de pondération9 sa fonction consiste à suivre les variations
d'amplitude et de phase du signal d~interférence. A cet égard,
le signal Y(t~ apparaissant ~ la sortie 17 est une reproduction
fidèle du signal d'interférence et ce signal reproduit est
ac~m;né vers le circuit de combinaison 11 en vue d'éliminer
le signal d'interférence. D'autre part, le signal filtr~ de
sortie généré par le circuit de combinaison 11 est retourné
vers le circuit 14 à travers la ligne 18 à l'entrée du filtre
19 de type F2 qui est centré sur la fréquence fo du signal
d'interférence de sorte ~ supprimer du signal d'entrée toutes
les composantes de fréquence autre que fo. A noter que le
filtre 19 augmente sensiblement l'efficacité du système de
filtration à toute les fois que le signal d'entrée X(t)
comporte les signaux corrélés autre que fo.
La sortie du filtre 19 alimente un amplificateur 20
qui commande la largeur de bande du filtre adaptif. Dans le
cas particulier d'une implémentation numérique des intégrateurs
30 et 31 en utilisant lSalgorithme de Widrow-Hoff, le gain de
lYamplificateur 20 doit demeuré suffisamment faible pour
assurer la convergence du système.
Dtautre part9 le circuit de pondération 14 est
alimenté par les deux signaux binaires en phase/quadrature
sgn~cos 2~ fot) et sgn(sin 2 ~fot) ~ travers les lignes 21 et
22, respectivement. Ces signaux 21 et 22 sont alors multipliés
par les facteurs de pondération Wc et Ws générés par les
intégrateurs 30 et 31 ~ travers les multiplicateurs 23 et 24,
-- 6
respectivement. Les signaux 21 et 22 sont des signaux binaires,
Les multiplicateurs 23 et 24 peuvent 8tre formés de commutateurs
lorsque les signaux de pondération Wc et Ws sont des signaux
analogiques ou par des portes OU exclusives lorsque W et Ws
sont des signaux numériques. Les sorties des deux multiplica-
teurs 23 et 24 sont additionnés à l'intérieur du circuit de
combinaison 25 qui genère alors le signal suivant:
Wc sgn (cos 2 ~fot) + Ws sgn (sin 2 ~fot) (1)
Le développement de la série de Fourrier de
l~expression ci-haut inclut toutes les harmoniques impaires
incluses dans l'onde carré des signaux 21 et 22. En
conséquence, un filtre 26 de type Fl est relié à la sortie
du circuit de combinaison 25 afin de supprimer les harmoniques
indésirables.
Afin de définir les valeurs de pondération de Wc
et Ws, les signaux à ondes rectangulaires 21 et 22 alimentent séparé~ent
les filtres 27 de type Fl et les filtres 28 de type F2 reliés
en série et dont les sorties sont reliées aux circuits
limiteurs 29. Le choix et les onctions propres aux filtres
27 et 28 seront expliqués plus loin en référence au~ figures
2 et 3~ En ce qui regarde les circuits limiteurs 29, ils
assurent l'émission dtondes carrées à travers les sorties 32 et
33, ces signaux d~onde carrée 32-et 33 multiplient le signal de
contre réaction e(t) généré par l'amplificateur 20 ~ travers les
multiplicateurs 34 et 35 qui produisent les signaux de sortie
eC(t) et eS(t) appliqués à 17entrée des intégrateurs 30 et 31
pour fournir les signaux de pondération Wc et Ws.
Il est ~ noter que la valeur des signaux de pondéra-
tion Wc et Ws varie conformément aux changements d~amplitude
3~ et de phase des signaux d~interférence de forme sinusoidale
-- 7 --
~9t~6~
apparaissant à l'entrée dû à la corrélation entre le signal
rétroactif 18 et les deux signaux à ondes rectangulaires,
ces derniers suhissant un retard adéquat à txavers les
filtres 27 et 28. Ainsi, lorsque l'amplitude et la phase
du signal d'inte.rférence varie lentement, les valeurs de
pondération Wc et Ws suivent prestement ces changements,
. ~ .
~19~
L'arrangement du circuit proposé ~ la figure 1, en
particulier du circuit de détermination de la pondération 14,
est dérivé de l'algorithme Widrow-Hoff en assumant une variation
lente des valeurs de pondération Wc et Ws. Toutefois, cette
configuration ne comporte aucun multiplicateur linéaire et ceci
à cause de 1 t utilisation de filtres de type Fl et F2 dont le
choix et le fonctionnement seront maintenant expliqués.
Se référant aux figures 2a à 2d, la fonction des fil-
tres Fl ainsi que des multiplicateurs à commutation est expli-
~uée en rapport avec la conception du présent circuit de fil~ra-
ticn. La figure 2a montre l'algorithme Widrow-Hoff lorsque les
signaux binaires sgn (cos 2 ~ fot) et sgn (sin 2~ fot) sont
valides. Les filtres d'ent~ée 40 de type Fl servent à supprimer
les fréquences harmoniques de chaque signal de sorte à obtenir
à la sortie des filtres 40 des signaux quasi-sinusoidaux. Les
multiplicateurs linéaires 41 et 42 sont donc requis.
La figure 2b montre un arrangement équivalent à celui
de la figure 2a mais avec llimplémentation des filtres 43 et
44 de type Fl. En ce cas, lorsque les facteurs de pondération
2Q W varient lentement, les filtres 43 peuvent être insérés à la
suite des multiplicateurs 41 et ainsi être combinés en un
filtre 16 unique comme montré à la figure 2c.
Le signal Y(t) apparaissant en 45 dans les figures
2a et 2b~ peut s'énoncer de la façon suivante:
Y(t)=Wc[fl(t)*sgn(cos2 ~ fot)] + Ws [fl(t)*sgn(sin2~ fot)]
Y(t)-~fl(t)*Wc.sgn(cos2 ~ fot)] + [fl(t)*WS sgn(sin2~ fot)~
Y(t)-fl(t)*[Wc.sgn(cos2 ~ fot) + Ws.sgn(sin2 ~fot)]
où le symbole * représente la convolution et fl(t) indique
la réponse impulsionnelle du filtre Fl. Les amplificateurs
linéaires 41 des figures 2a et 2b peuvent donc être remplacés
par les simples multiplicateurs à relais 41 montrés aux figures
2c et 2d~
-- 8 --
\
De plus, la figure 2d illustre l~implémentation des
limiteurs 47 sur la sortie des filtres 44 de type Fl. Il est
évident que l'utilisation de ces limiteurs 47 est possible
lorsque le signal e(t) ne contient aucune harmonique corrélée
du signal d'interférence sinusoidale.
Une telle hypothèse est justifiée si un filtre de
type F2 approprié est inséré dans la boucle de rétroaction.
Les limiteurs 4~ permettent le remplacement des multiplicateurs
linéaires 42 de la figure 2a par les multiplicateurs 42 à
relais, moins dispendieux, de la figure 2d.
Suivant les affirmations antérieures, le filtre lg
de type F2 inclu~ dans le circuit de contre réaction de la figure
2 a été introduit dans le but de supprimer autant que ce peut
tous les signaux autres que les signaux d'interférence
sinusoidaux. La fonction du filtre F2 sera maintenant donnée
en se référant aux figures 3a à 3e.
L'arrangement montré à la figure 3a est également
basé sur l'algorithme Widrow-HoffO En ajoutant le filtre
50 de type F2 montré à la figure 3b sur l'entrée et les deux
filtres 51 de type F2, chaque référence sin (2~ fot) et
cos (2~ fot) de la figure 3b devient équivalente à la figure
3a en ce qui regarde la poursuite de llinterférence.
On peut bien s~r remplacer les deux filtres 51 par
deux paires de filtres identiques 52 comme indiquées ~ la figure
3c. Alors, lorsque les valeurs de pondération W varient
lentement, les filtres 52 peuvent être remplacés par le filtre
54 de type F2 de la figure 3d. En outre, les filtres 50 et 54
peuvent être regroupés en un filtre unique 55 de type F2
montré ~a la figure 3eO
. ~
\
~lg(~4
Finalement, en combinant les arrangements des figures
2d et 3e, nous arrivons à la configuration du circuit de
détermination de la pondération 14 de la figure 1.
Se référant maintenant à la figure 4, une autre
réalisation de la présente invention y est illustrée.
Lorsque la plage de variation de la fréquence fo du signal
d'interférence est importante, le filtre 26 de type Fl ne
peut pas atténuer suffisamment les harmoniques des signaux
binaires 21 et 22~ Il est alors possible de réduire les
exigences des filtres F1 en annulant les harmoniques designées
dans les expressions suivantes:
(4/~ ~sin~=sgn(sin9~-(1/3)sgn(sin3~)-(1/5)sgn(sin5~)-...
(4/ ~)cos~~sgn(cos~)-(1/3)sgn(cos30)-(1/5)sgn(cos5~)-...
où ~ = 2 ~ fot .
Comme montré à la figure 4, en plus des signaux
binaires 21 et 229le synthétiseur d'ondes binaires synchrones
16 fournit deux autres signaux binaires, soit sgn (cos 2 ~3 fot)
et sgn ~sin 2 ~3 fot) désignés respectivement par 61 et 62.
Ces derniers signaux sont multipliés par les valeurs de
pondération -~1/3) Wc et -(1/3) Ws, à l~aide des multiplicateurs
à commutation 63 et 64 respectivement. Les sorties des quatre
multiplicateurs 23, 63, 24 et 64 sont additionnées au moyen
du circuit de combinaison 25 et le signal résultant est alors
exempt de la troisième harmonique.
De façon évidente9 on peut réaliser l'annulation
additionnelle des harmoniques dlordre supérieur suivant le
meme procédé en utilisant des facteurs de pondération adéquats.
Les figures 5a et 5b montrent des filtres adaptifs
reliés 50it en série soit en parall~le dans le but dléliminer
plus d'un signal d'interférence sinusoidal compris dans le
signal d'entrée~ Dans ce cas, chaque filtre adaptif supprime
- 10 --
~9()~
un siynal d'interférence spécifique parmi plusieurs signaux
d'interférence. Il est à noter que dans la confiyuration
parallele un seul circuit de combinaison 70 est requis. En
outre, dans la combinaison parallèle, on doit prendre soin
d'éviter tout chevauchement dans les plages de fréquence
respectives des divers signaux d'interférence.
