Note: Descriptions are shown in the official language in which they were submitted.
W~ ~/1100; PCT/FR90/0015~
)J ,'J
DISPOSITIF ELECTRONIQUE DE DEMARRAGE ET
D'ALIMENTATION POUR TUBES FLUORESCENTS
A ELECTRODES PREC~AUFFABLES
La présente invention est relative a un dispositif
électronique de démarrage et d'alimentation pour lampes a décharge
dans UD gaz ou vapeur munies de deux électrodes préchauffables tels
que tubes fluorescents.
Primitivement, un tube fluorescent était branché en
, parallèle a un starter et cet ensemble était connecté avec une
inductance en série au réseau soit ~ un courant alternatif,de 2B0
V, 50 ou 60 Hz . Le démarrage étant aléatoire et la consommation en
énergie de l'inductance peDdant le régime de fonctionnement étant
très fort, on s'est orienté par la suite vers des circuits
électroniques générant une haute fréquence d'alimentation de manière
plus fiable et plus économique. De multiples dispositifs ont ainsi
permis d'améliorer sensiblement le rendement global de ces tubes
fluorescents.
La ma]orité de ces dispositifs fonctionnent suivant un
principe de conversion du courant alternatif b2sse fréquence du
secteur en courant continu, lui-même reconverti en courant
alternatif haute fréquence. Un nouveau phénomène parasite apparaît
alors du fait que la conversion courant alternatif/courant continu
s'effectue normalement grâce a l'utilisation de quatre diDdes
montées en po~t de Graetz suivi d'un filtrage du courant pulsé
. , - -, - . ....... . .
,,, ., ,. ... . . : :'
:
:. . - - - , . ~,,
: . , :. .
. : . . . .
- . . : ~ : . ,: ., . , . . - . - ., . . , , .. .... - . . .. . - ; . . ,
wu Yl)/l IUU~ PCr/FR91)/UOl~i~
2 ,~ ~ r~J ~,
unidirectionnel resultant ~ l'aicle d'un condensateur de valeur
obligatoirement élévée. En effet, on peut observer que l'absorption
de courant sur le réseau électrique alternatif se presente dans le
temps sous la forme d'une suite de pics correspondants au maximum
des alternances, soit au moment où la tension secteur dépasse la
tension présente aux bornes du condensateur de filtrage. En d'autres
termes, ce condensateur de filtrage alimentant les circuits
électroniques conserve en permanence la majorité de sa charge ce qui
résulte en de longues periodes de non-consommation d'énergie du
secteur, suivit de brefs moments de recharge. Ces appels de courant
étant usuellement faibles, il n'en résulte alors aucune modification
perceptible de la forme de la tension secteur en fonction du temps.
Toutefois, tel n'est plus tout-a-fait le cas lorsque
l'on eDvisage l'installation d'un nombre important de dispositifs
dans un ba^timent. Alors, l'intensité totale au niveau de l'ensemble
du bâtiment a fournir ponctuellement n'est plus négligeable. Ceci a
comme conséquence une déformation notable de la forme de la tension
au maximum des alternances, soit l'apparition d'harmoniques de basse
fréquence de prédominance impaire. Vis-a-vis du résEau électrique,
cet effet est inacceptable. De plus, de récents décrets de normes
électriques définissent la valeur maximale des harmoniques
autorisées vis-~-vis du courant a 25 % de la valeur efficace de ce
courant pour une harmoniyue de rang 3 soit lS0 Hz.
Pour obvier ce problème, plusieurs solutions sont
actuellement utilisées. Une première solution consiste à ajouter sur
la ligne secteur uDe inductance L fGrmant avec le condensateur C de
. . ; ~. , , ~ ~ .
-~. :.. . ... . . .
.. .
: , . - . :.: .
: : ~ ,. : .
~.. ..
.; .
W~ 100; PCl/FR90/001':`
3 ;~
filtrage un filtre passe-bas de seui.l égal ~ 150 Hz. Le calcul usuel
de la fréquence de résonnance pour UD circuit LC montre rapidement
que pour une valeur de condensateur C elevée la valeur de
l'inductance L doit l'être aussi. Il apparait alors une chute de
potentiel importante aux `oornes de cette inductance soit une perte
d'énergie dégagée en chaleur par ef~et joule ce qui revient au même ;
inconvénient que les circuits de branchement primitifs.
:
Une seconde alternative consiste en l'utilisation d'un
transformateur de rapport l/l réalisant une isolation galvanique.
Nais la aussi, des pertes d'énergie par effet joule sont constatées.
Une dernière solution consiste a réaliser un premier
découpage haute fréquence des alternances basse fréquence du secteur
avant redressement ce qui permet d'obtenir effectivement une
isolation galvanique empêchant le retour d'harmonique sur le réseau
d'alimentation mais complique le dispositif général et limite le
rendement global.
La solution idéale consiste en fait a s'affranchir de
ce condensateur de filtrage générateur de parasite, ou du moins de
le réduire a une très faible valeur. Ceci a comme conséquence
immédiate que la tension d'alimentation des circuits électroniques
reste alternative avec chaque periode équivalent à une pure fonction
sinusoidale positive (soit correspondante a des valeurs d'angles
d'entrée allant de O à lBO). Ainsi, cette tension d'alimentation
passe cyclique~lent par une valeur quasiment nulle. On cons~tate alors
. .
.. '~- ' - -. . ' .: . -. :
~: : . .
., - .. : . . . .
- . ............. -
. -. . : - . - ; ~ -
. . ,, -
w ~ go~lloo~ PCT/FR90/00155
4 ~",~
qu'une telle forme de tension devient impropre a alimenter les
dispositifs électroniques pour de tubes fluorescents connus.
En effet, soit considéré un premier type de dispositif
dit "auto-oscillant" tel, par exemple, celui décrit dans l'exposé FR
2 ~99 208. Ce dispositif est essentiellement constitué d'un circuit
de charge comprenant une inductance branchée en série avec un tube
fluorescent et un condensateur branché entre les bornes de ce même
tube ; deux transistors montés en "push-pull" entre les bornes
d'alimeDtation et reliés en leur point commun au circuit de charge
o par l'intermédiaire d'un petit transformateur dont les deux
secondaires permettent de prélever un signal alternatif haute
fréquence de contre-réaction pilotant ces deux transistors. Ce
dispositif comprend de plus un circuit générant une impulsion de
démarrage. Alors, le passage régulier de la tension d'alimentation a
une valeur quasiment nulle ne permet plus d'assurer par les deux
secondaires du transformateur un minimum de tension sur les grilles
de ces transistors qui cessent de fonctionner. Le cycle complet de
demarrage décrit doit alors se répéter a chaque alternance de la
tension d'aiimentation soit lO0 fois par seconde. Quand bien même on
laisserait ce cycle de démarrage se répéter avec de réels risques de
ratés, il en résulterait aussi l'apparition de sonorités
conséquentes de fréquence loO Hz polluantes.
Un second type de dispositif électronique comprend un
oscillateur indépendant alimentant au travers d'un étage
2~ d'amplification un circuit de charge résonnant qui fournit ~ un ou
plusieurs tubes fluorescents l'énergie électrique adaptée au
:. ., ~ . . .
.
- . : . .
.. . ~ . . .-. - . . .
- : : . ~ ; . .~ .~ .
w ~ ~0/1100; PCT/FR90/001~
5 ~ ;,
démarrage et au maintien en condition allumée. Dans les dispositifs
de ce type, décrit par exemple dans les exposés FR 2 520 575 et EP 0
065 794, OD retrouve comme précéd~emment un étage d'amplification
comprenant deux transistors -de puissance montés en série entre les
bornes d'alimentation et un circuit de charge branché en leur point
commun, lequel circuit inclut un condensateur branché en parallèle
avec un tube fluorescent et une inductance montée avec ce même tube.
P1US particulièrement dans ces circuits, l'élément de commande de
ces transistors, bases ou grilles, est contrôlé par un circuit
oscillant indépendant saturant alternativement l'un puis l'autre
transistor. Tel qu`expliqué dans ces exposés, il est de plus apparu
nécessaire de prévoir un second circuit indépendant modifiant la
fréquence de l'oscillateur au cours du démarrage du dispositif afin
de réaliser une première phase de préchauffage, une seconde phase
d'amorçage et une dernière phase de fonctionnement permanent. La
encore, tel gue divulgué, il est toujours prévu un convertisseur de
la tension alternative secteur en courant continu stabilisé pour
l'alimentation globale du dispositif de par la présence d'éléments
semi-conducteurs, tels qu'amplificateurs opérationnels ou bascules,
présents dans ces circuits variateur de fréquence ou oscillateur, ce
circuit de conversion présentant les désavantages mentionnés ci-
dessus.
Par ailleurs, le fait que la tension d`alimentation
pulsée unidirectionnelle passe cycliquement par une valeur quasiment
~5 nulle provoque en plus le désarmorçage cyclique des tubes
fluorescents faute d`alimentation. Pour palier a cet inconvénient
. - :
,~ .. . . , . , . . . . . . ' :
: . - ~ . . . .: . .
- - : , ., , . . , . ~
. ~ .
.. . - : . . - : . .
. - . : . . ...
- :: - ' : .: ~ ` ,: ! ` ,
.'.. ' '. - ' ' ' .`
' `- : , '" . . : ' ' . ~ : . ,
: ~ .: ' , ', ' `' : : . ', `'
W ~ 90/1100~ PCT/FR90/0015~
2 ~ r l ~ !~ ;"J
responsable d'une usure plus rapide des tubes et d'une consommation
globale plus élevée liée a l'énergie nécessaire aux réamorçages
répétitifs, il conviendrait d'empêcher que cette tension
d'alimentation ne retombe en deça d'une certaine valeur
correspondante au seuil de désamorçage des tubes.
Le but de présente invention est un dispositif .;
électronique de démarrage et d'alimentation pour tubes fluorescents
à électrodes préchauffables ne nécessitant plus de condensateur de
filtrage de la tension secteur redressée constituant l'unique
facteur d'harmonique basse fréquence polluante.
- Plus particulièrement, dans un dispositif comprenant :
- un circuit redresseur (6) du courant alternatif secteur délivrant :.
un courant unidirectionnel pulsé sur une première et seconde ligne,
- un ou plusieurs circuits de charge résonnant montés en parallèle,
lS chaque circuit se présentant sous la forme d'un branchement en série .
d'une inductance, de la première électrode du tube fluorescent, d'un
condensateur et de la seconde électrode du tu.`oe fluorescent,:
- un étage d'amplification comprenant deux transistors montés en
série entre les première et seconde lignes d'alimentation du
dispositif et reliés en leur point commun au circuit de charge,
- un circuit oscillant relié à un circuit de pilotage des
transistors de tellP sorte que chacun soit alternativement en l'état
de conduction, et
- un circuit variant la fréquence du circuit oscillant lors du
démarrage du dispositif,
- , . . . . . .
.. . , . , . :
. :- - . . .
:.. ., -
- - , - . ,
. .
-: :, : ~ ,.. .... - . .
. . : ~, : , :
- :.... ,:
w ~ ~0/~loo; PCT/FR90/0015~
7 ~ ~,
" ~ ~ ~ s
la présente inventîon tend à résoudre le problème du démarrage
partir d'une tension d'alimentation alternative unidirectionnelle de
100 ~z non filtrée.
~ien évidemment, la séquence de démarrage doit pouvoir
respecter une première phase de préchauffage des électrodes et une
seconde phase de déclenchement iDstantané et fiable des tu`oes
fluorescents. Le rendement énergétique du dispositif doit de
préférence être la meilleure possible de l'ordre de 90 ~. Enfin, il
serait souhaitable qu'un tel dispositif permette aussi de moduler
aisément l'intensité lumineuse délivrée par ces tubes.
Ces buts soDt réalisés grâce à un dispositif dont la
valeur du condensateur de filtrage a la sortie du circuit
redresseur, si présent, est inférieur ou égal ~ 0,04 ~F et
comprenant de plus pour l'alimentation en courant continu des seuls
circuits oscillant et variateur de fréquence le long d'une troisième
et quatrième ligne UD circuit d'alimentation temporaire actif lors
de la phase de démarrage et un circuit d'alimentation dépendant de
l'un des circuits de charge, lequel circuit est actif en phase de
fonctionDemeDt permanent, ainsi que pour, l'alimentation de l'étage
d'amplification donc des tubes fluorescents, un circuit assurant UD
.. .
minimum de tenSiOD correspondant à la tension de désamorçage des
tuoes.
Avantageusement, le circuit d'alimentation temporaire
comprend des mvyens d'accumulation de l'énergie électrique sous
forme contiDue chargés par le circuit redresseur et appliquant cette
- - ... . - .. .
., . . , : - : -
:,: - :: : :,.- , : .
- . - : - . ; - .: : : ,- , . : . .
wc~go~1100~ Pcr/F~90
énergie le long de la troisième ligne au circuit variateur de
fréquence et au circuit oscillant ; et des moyens de commutation
dont 1'élément de commande est contrôlé par un élémeDt capacitif,
lequel moyen déconnecte le retour par la quatrième ligne a la
seconde ligne du courant continu de ces circuits pendant une
première phase d'acquisition d'énergie par les moyens d'accumulation
puis, une fois l'élément capacitif chargé après un temps
prédéterminé, rétablit ce retour.
Utilement, le circuit d'alimentation permanent des
circuits oscillateur et variateur de fréquence comprend :
- soit un enroulement autour de l'inductance de l'un des circuits de
charge soit UD secondaire d'un transformateur dont le primaire est
branché en parallèle aux circuits de charge, bobinage dont l'une des
extrémités est reliée a la seconde ligne d'alimentation du
dispositif et l'autre extrémité est reliée a l'anode d'une diode de
redressement,
- un condensateur de filtrage, un condensateur de charge et une
diode zener de régulation de tension, ceux-ci étant branches en
parallèle d'un coté à la seconde ligne et de l'autre côté d'une part
~ la cathode de la diode de redressement et d'autre part à la
troisième ligne d'alimentation des circuits variateur et
oscillateur.
De préférence alors, le circuit assurant un minimum de
tension a l'étage d'amplification comprend :
- un transformateur dont le primaire est branché en parallèle aux
circuits de charge et dont un secondaire est d'une part branche a la
. .
.: . . ... . ., . : -: -:
: . . . : . - - . .
: ., , . ; . ~ ~ : :- ,
., . ~ . :
. . . ~. . .. .
.
.. . . . . . .
WO `/1100~ I'Cr/FR90/001~
~`J ~.~ t~
seconde ligne d'alimentation du dispositif et d'autre part ~ l'anode
d'une première diode de redressement,
- un condensateur branche entre la seconde ligne d'alimentation et
la cathode de la première diode,
- une seconde diode d'isolation dont l'anode est branchee au point
commun de la première diode et du condensateur et dont la cathode
est branchée a la première ligne d'alimentation.
Selon un premier mode de réalisation préferentiel, le
circuit oscillateur comprend alors deux ponts diviseurs montés en
lo parallèle entre les troisièmes et quatrièmes lignes d'alimentation,
un premier essentiellement constitué de trois résistances
identiques, un second constitué de deux résistances et d'un
condensateur, la tension aux points intermédiaires correspondants
étant comparee par deu~ comparateurs respectivement, le premier
agissant sur l'entree R, le second sur l'entrée S d'une bascule dont
la sortie est d'une part amplifiée par un amplificateur avant
application au primaire d'un transformateur constituant le circuit
de pilotagej d'autre part branchée à un inverseur qui pilote un
élément de co~mutation court-circuitant ou non le condensateur. Le
circuit variateur de fréquence peut alors comprendre UD élément de
commutation reliant ou non un condensateur en parallèle au
coDdensateur du pont diviseur et dont l'élément de contrôle est
relié au travers d'une diode a l'une des bornes d'un autre
condensateur laquelle borne est aussi reliée a la troisième ligne
d'alimentation au travers d'une résistance, l'autre borne du
condeDsateur éta~t reliée a la quatriè~e ligne.
. . . . , . . ~ . .
': - . ' .:: : - ..
. . : - . .
.. . .. . . . . .
.. ~ . . . . ,. . . .
- ; . . ., ~ - .
WC-90/1100~ PCT/FK9(~/()01;~
1 0 ~ 'J, ;I; ~'I 't ~J
Selon un second mode de realisation préférentiel, le
circuit oscillant peut comprendre un premier inverseur dont la
sortie est reliée a l'entree d'~ second inverseur, la sortie
duquel est reliée par un condensateur et une résistance branchée en
s série a l'entrée du premier inverseur, ces deux inverseurs étant
alimentés par la troisième et la quatrième ligne ; une résistance
ajustable branchée entre la sortie du premier inverseur et le point
commun du condensateur et de la résistance ; ainsi qu'un montage en
parallèle d'au moins deux inverseurs amplifiant le signal issu de la
sortie du second inverseur avant application au circuit de
pilotage. Le circuit variateur de fréquence peut comprendre alors un
premier pont diviseur de tension essentiellement constitué d'un
condensateur et de deux résistances montées en série entre la
troisième et la quatrième ligne et un branchement en série d'une
résistance et d'une diode entre d'une part le point commun entre les
deux résistances du pont diviseur et d'autre part l'entrée du secon~
inverseur. Le circuit oscillant peut comprendre également une diode
intercalée entre le premier et le second inverseur et dont l'anode
est reliée à la résistance ajustable alors que la cathode est reliée
à l'entrée du second inverseur.
Il peut être utile d'inclure un circuit de filtrage de
fréquences comprises entre 50 et 150 RBz en amont du circuit
redresseur comprenant deux bobinages respectivement montés en série
sur les lignes d'alimentation secteur et en opposition de phases
l'un par rapport a l'autre, un premier condensateur monté en amont
des bobiuages entre les bornes secteurs et un pont de condensateurs
. - -i ,. , ,. "" .. ... . .
.: . : - .- . .- ~ ,
... .
- . .
. . , -, -, , . -. - . .
... .. . ~ , : - -
. . : : .
-:-. . ~ . .. :
wl )/11005 PCT/FR90/00155
monté en aval des bobinages entre les bornes secteurs et ayant leur
point commun relié a la terre.
Suivant des dispositions préférentielles lorsque le
circuit de pilotage est essentiellement constitué d'un
transformateur avec deux secondairles montés en opposition de phase,
les transistors de l'étage d'amplification sont du type MOS et ils
sont protégés en surtension entre leur grille et leur source par un
pont de diode zener, en surtension entre le drain et la source grâce
~ une diode, et en surintensité par un circuit comprenant un
transistor court-circuitant au travers d'une diode la grille et la
source en fonction d'une différence de potentiel apparaîssant aux
bornes d'une résistance montés en série ~ la source, laquelle
tension est transmise a la base du transistor par des diodes.
L'invention sera mieux comprise ~ l'étude d'un mode de
réalisation pris a titre d'exemple nullement limitatif et décrit par
les figures suivantes :
- la figure 1 est le diagra~me de principe du
dispositif, .
- la figure 2 est le plan détaillé des composants
électroniques formant un premier mode de réalisatioD du dispositif,
- la figure 3 est UD plaD détaillé de l'oscillateur 29
associé au premier mode de réalisation de la figure 2,
- la figure 4 est le plan détaillé des composants
électroniques :Eormant un second mod~ de réalisation du dispositif,et
.. .- . . .,- . . . . ~. . .
: . . . . - . . . . . . . .
:: . . . .: . . . . - .
w ~ 90/l100~ PCT/F~90/0015
12
- la figure 5 est le plan détaille des composants
électroniques formant une variante du second mode de réalisation du
dispositif.
En réference à la figure l, le dispositif selon
l'invention est branché a la tension alternative basse frequence 50
ou 60 Hz du réseau alimenté par l'Office National de Production
d'Energie Electrique. Cette tension passe d'abord par un circuit
antiparasitage lOD avant d'être appliquée aux bornes d'entrée d'un
circuit redresseur 6. Ce circuit antiparasitage 100 empêche la
remontée de tout parasite residuel de fréquence avoisinant loo Rhz
du dispositif vers le secteur. Ces tensions parasites etant faibles,
c'est-~-dire inférieures a 1% , ce circuit lOO n'est considéré que
comme une option pour des applications très particulières, notamment
des locaux prévus pour abriter des matériels informatiques ou
radars. Le circuit redresseur 6 est de préférence un pont de quatre
diodes monté selon la méthode connue dite de Graetz. Le condensateur
16 branché à la sortie de ce circuit redresseur 6 étant très faible
voire inexistant, la tension présente sur les lignes de sortie c et
d est initalement alternative unidirectionnelle p~sitive dont la
forme des alternances correspond ~ celle présente sur le réseau
secteur mais de fréguence double, c'est-a-dire que ces alternances
ont uDe durée d'l~lOOème (1/120ème) de seconde et une forme
sinusoidale dont les valeurs d'entrée vont de o ~ lBo exactement.
La ligne d est dans la suite de l'exposé considérée comme la ligne
de masse de retour qui est toutefois différente de la ligne de mise
a la terre E expliquée par la suite.
- ~ -
, .
;.
w o JloO~ PCT~FRso/~015
13 ~
Entre ces deux lignes d'alimentation c et d sont
branchés deux transistors en série 34 et 43, c'est-~-dire que, dans
le cas de transistors ~OS, le drain du transistor 34 est relié à la
ligne c, la source de ce transistor 34 est reliée au travers d'un
circuit de protection 142 au drain du transistor 43 et la source du
transistor 43 est reliée au travers d'un circuit de protection 144 ~
la ligne d. Deux condensateurs 54 et 61 sont branchés en série entre
les lignes c et d. Entre le point commun M des transistors 34 et 43
et le point commun Q des condensateurs 54 et 67 est branché un
circuit de charge permettant d'alimenter un ou plusieurs tubes en
énergie électrique sous une forme adaptée lors de leur démarrage
puis de leur fonctionnement. Dans le cas de deux tubes fluorescents,
cs circuit de charge se présente sous la forme de deux branches
parallèles, chaque branche se présentant sous la forme d'un
branchement en série d'une inductance 51 ou 56, de la première
électrodre du tube fluorescent 52 ou 57, d'un condensateur 55 ou 59
et de la seconde électrode du tube fluorescent 53 ou 58. En d'autres
termes, sur chaque branche, l'inductance 51 ou 56 est branchée en
série avec le tube fluorescent dont les deux électrodes sont
respectivement reliée eDtre elles par un condensateur.
Les transistors 34 et 43 sont prévus d'être pilotés
par un circuit 135 de telle sorte que cycliquement l'un soit en
l'état de conduction et l'autre en l'état de blocage puis
inversement, cette variation de situation s'effectuant ~ très haute
fré~ueDce de l'ordre de la centaine de RHz. Ceci permet de faire
apparaitre au point intermédiaire N la tension présente entre les
... : . . - - . - , - ~ .
::: : - .- . . . ..
-. , . - , ~ : -
: . : . .. . . ~ . . .:
C `/1100; PCr/FR90/0015:~
14
lignes c et d, mais hachée a la fréquence de basculement des
transistors 34 et 43. Les condensateurs 54 et 67 autorisent alors un
retour de l'énergie électrique traversant le circuit de charge vers
la ligne c ou d selon l'état de conduction du transistor 34 ou 43
tout en coupant toutes composantes continues résiduelles a ce
nlveau.
Comme mentionné précédemment, la tension présente sur .
les lignes de sortie c et d est initalement alternative .
unidlrectionnelle positive et passe donc cycliquement par une valeur
quasi nulle ce qui désamorce les tubes de manière préjudiciable.
Pour obvier ce problème, un circuit de maintien de tension minimum
comprend un transformateur 100 dont le primaire est relié entre les
points M et Q. Le secondaire est d'une part branché à la seconde
ligne d et d'autre part a la cathode d'une diode de redressement
rapide 105. L'anode de cette diode est branchée au point commun d'un
montage en série d'un condensateur 110 et d'une diode 115 située
entre la première et la seconde ligne c et d, la cathode de la `
seconde diode 115 étant reliée à la première ligne c.
: . .
Lors du fonctionnement, une haute tension est induite
dans le secondaire, le rapport du transformateur 100 étant
sensiblement égal a l'unité. Cette tension secondaire est redressée
par la diode 36 puis filtrée par le condensateur 11 avant d'être
réinjectée a travers la diode 41 dans la première ligne
d'alimentation c. Cette diode 115 a deux fonctions. D'une part, elle
2~ empêche la tensioD issue du réseau alternatif de venir charger le
condensateur 11 et produire par voie de conséquence des harmoniques
.: . ,
;
, . .
.. ~ .
- , .
,
w( ~/IIOU~ 15 PcT/FR9o/ool5 2 ~ :
b2sse fréquence dont le but de l'invention est justemeDt d'éliminer.
D'autre part, elle ne laisse le condensateur llO se décharger que
lorsque la tension sur la première ligne c devient insuf~isante.
Ainsi, cette tension d'alimentation de l'étage d'amplification ne
peut redescendre en dessous de la valeur de la tension de charge du
condensateur 110, évitant ainsi que les tubes fluorescents ne se
déionisent.
La sortie du circuit redresseur 6 alimente par ailleurs
par les lignes a et b un circuit 110 d'alimentation temporaire, plus
précisément lors du démarrage, de tension continue stabilisée sur
les lignes e et f. UD second circuit 150 est prévu qui, en prelevant
de l'énergie électrique au moyen soit d'un enroulement 66 autour de
l'inductance 56, soit d'un secondaire du transformateur 1~0, permet
d'alimenter de manière permanente la ligne e via la ligne k en
tension continue stabilisée une fois le dispositif démarré.
Les lignes e et f alimentent deux circuits ~ savoir un
circuit 130 oscillateur et un circuit 12~ qui par action sur la
ligne g modifie la fréquence d'oscillation du circuit i30. Le signal
oscillant généré par le circuit 130 est transmis ~ un circuit de
pilotage 135 qui contr61e la conduction alterDée des transistors 34
et 43 au travers de circuits de protection individuels 142,144.
Ce circuit de pilotage peut être constitué, comme dans
les réalisations illustrées sur les figures 2 et 4, d'un
transformateur 13~ comprenant UD primaire et deux secondaires en
opposition de phase. On obtieDt alors une conduction alternative des
r.- ~. - - . . . .. . .. `
. ' ' . ' ' " ',' ' ' . ' '
' ~ ' `,, ,. .. " ' . " '
. ', ', , ~ ' ' ' ,
' ' ~ ' '.,' " . ' , ',~ ,' ' .' .' ' ' , ' '
. , ' ' ,., ~'.,~ ' ' '' ' ,, . . . "
W~-')O/I l005 PCr/FR90/001~:'
1 6
transistors et ce dès que leur potentiel grille/source dépasse
environ 4 V.
En alternative et com~le illustré sur la figure 5, ce
circuit de pilotage 135 peut comprendre un circuit intégré
fonctionnant selon une technique dite de "Botstrap" et recevant sur
deux entrées 10, 12 les signaux déphasés ~ lB0 de commandes issus
de l'oscillateur. A chaque conduction du transistor 43, le
condensateur 32 se retrouve chargé a travers la résistance 38 et la
diode 39. Cette diode 39 évite toute décharge du condensateur 32 par
lo la résistance 3B lors des cycles suivants. Une fois le transistor 43
bloqué, une tension proche de celle présente sur la troisième ligne
est enregistrée aux bornes du condensateur 3~. L'effet "Botstrap"
permet alors de `oasculer cette tension sur le circuit de commande
142 du traDsistors 34 en potentiel flottant. Le couple de résistance
30/37 et diode 31/40, constituant dans cette réalisation les
circuits iDdividuels 142/144, permet une charge progressive de la
gachette des traDsistors de puissance, alors que leur décharge est
instantanée.
Les fréquences lors du démarrage et en phase de
fonctionnement permanent du signal généré par l'oscillateur 13~ et
son variateur 120 sont déterminées en fonction des valeurs des
inductances 51l56 et des condensateurs 56,59 de telle sorte qu'en
phase de démarrage les circuits de charge n'entrent pas en
résonnance et permettent le passage d'un courant de préchauffage au
travers des électrodes puis, en phase de fonctionnemeDt les circuits
de charge eDtreDt en résonnance doDc appliquent aux bornes des
.. . . . .- .
- ..
~ . . -
.. .
:
.. - . ~
-
w 0 ~/1100; PCT/FR90/00
17
condensateurs et des électrodes une surtension de facteur Q de
l'ordre de 4 qui permet le déclenchement et le maintien allumé des
tubes fluorescents.
Le détail des circuits cités précédemment va ~aintenant
être décrit en relation avec les figures 2, 3, 4 et 5.
,
De manière identique sur les figures 2 4 et 5, le bloc
110 comprend d'abord un transistor 15 contrôlant le retour de la
ligne f vers la ligne d via la ligne b. Le drain de ce transistor 15
est relié a la ligne f et la source est reliée ~ la ligne b de
retour vers la ligne d. Une résistance 19 de forte valeur ohmique
branchée entre les lignes f et d fixe un potentiel drain/source
nécessaire a la commutation de ce transistor MOS 15. La grille de ce
transistor 15 est contrôlée par UD premier circuit générant une
constante de temps T1 et compose de deux résistances 7,B branchées
en série entre les lignes a et d, d'une résistance ~2 et d'une diode
zener 13 branchée en série entre le point commun des résistances 7
.. . ...
et 8 et la grille du transistor 15 et d'un condensateur 17 et d'une
résistance 18 de décharge branchés entre le point commun de la
résistance 12 et de la diode zener 13 et la ligne d. Comme on peut
aisément le comprendre, la portion de tension présente entre les
résistances 7 et 8 permet de charger lentement le condensateur 170
Une fois que la tension présente aux bornes de ce condensateur
dépasse la tension d'ouverture de la diode zener 13 plus 2 V, soit
a la fin d'un délai T1, cette tension est appliquée a la grille du
transistor 15 qui, saturant, relie seulement alors la ligne f a la
ligne b puis d.
::..... - , . ,. . :: . : . . ,. : ~.
~:. .. - . . : : . , -. .
~0-~0/~100' PCT/F~9~/~)01
18
~. F!,, " ,~ "
Par ailleurs, le circuit llo d'alimentation temporaire
comprend un second circuit composé d`une résistance 9 branchée entre
le circuit redresseur 6 et la ligne e ainsi qu'un condensateur 11 et
une résistance de décharge 10 brant:hés entre la ligne e et la ligne
d (sur la figure 5 : condensateur 61 après la traversée directe 3-3
du circuit intégré). Durant la période Tl pendant laquelle le
transistor 15 débranche le retour de la ligne f a la ligne d, les
circuits variateur 120 et oscillateur 130 ne pourront faire aucun
appel de courant sur la ligne e. Le condensateur 11 pourra alors se
charger alimenté par le circuit redresseur 6 au travers de la
résistance 9. Cette période Tl est déterminée par la valeur des
résistances 7,8 et 12 et du condensateur 17 de telle sorte qu'elle
soit suffisamment longue pour permettre une charge suffisante du
condensateur 11. En effet, une fois cette période Tl achevée et le
transistor 15 commuté reliant ainsi la ligne f a ligne b, ce
condensateur 11 doit alimenter la ligne e donc les circuits 120 et
130 durant une période T2 suffisamment longue pour permettre le
préchauffage et le déclenchement des tubes fluorescents.
De manière identique sur les figures 2 et 4, le circuit .
d'alimentation permanent 150 comprend un enroulement 66 autour de
l'inductance 56 dont l'une des branches est reliée à ligne d et
l'autre est branché a la cathode d'une diode de redressement 64 via
une résistance 65. Un condensateur de filtrage 63 est branché entre
l'anode de cette diode 64 et la ligne d. Un condensateur de charge
61 et une diode zener 60 sont branchés d'un côté ~ la ligne d et de
l'autre côté d'une part a l'anode de la diode 64 au travers d'une
.. . . , . ::
- , :. . ...
:.
: -
.
:: . : . . ..
.... ... . .. , .. . :.:
- :: - - - :. ~ , - . . : :, . .. . ~ : . :
- -.. ... . .
.
~ 100' PCT/FR90/0015~
1 9 , ~
résistance 62 et d'autre part ~ la ligne k rejoignant la ligne e
mentionnée précédemment. Le circuit d'alimentation permanent sur la
figure 5 est sensiblement identique hormis le fait que le point de
départ est le secondaire 66 d'un l~tit transformateur 100 dont le
primaire est branché entre les points M et Q, donc en parallèle avec
les circuits de charge. De plus, le condensateur de charge 61 est
confondu avec celui 11 du circuit d'alimentation temporaire. Ainsi,
la tension alternative prélevée par l'enroulement ou le secondaire
66 est redressée par la diode 64 puis préfiltrée par le condensateur
63. Le courant issu, traversant la résistance 62 de faible valeur
ohmique, va charger le condensateur de type chimique 61 jusqu'à la
valeur correspondant a la tension de zener de la diode 60 qui a pour
fonction de réguler cette tension. Cette tension ainsi filtrée et
régulée peut alors être appliquée via les lignes k et e pour
alimenter les circuits 120 variateur et 130 oscillateur. Les
résistances 62 et 65 ont pour objet de limiter le courant traversant
les diodes 64 et 60. On comprend aisément que tant que le dispositif
n'a pas démarré, ce circuit d'alimentation 150 reste inopérant. Mais
compte-tenu de la présence du circuit d'alimentation temporaire llQ
assurant l'alimentation en courant continu durant toute la periode
T2 correspondant au préchauffage puis au déclenchement des tubes
fluorescents, on comprend qu'a la fin de cette période T2 les tubes
étant déclenchés et la tension aux bornes de l'inductance 56 ayant
chutée a une plus faible valeur, alors le circuit 150 peut
immédiatement prendre le relai et maintenir les circuits variateur
120 et oscillateur 130 en fonctionnement.
: . -. : : : :
... .. .
'. ..
.
- w Q 9O/IlOo~ PCT/FR90/0015
~",~
Compte-tenu de la capacité limitée dans le temps, soit
pendant la période T2, d'alimentation en courant continu du
condensateur 11, il convient que les circuits variateur 120 et
oscillateur 130 soient les plus économiques possibles.
Un premier mode de réalisation avantageux du circuit
130 va maintenant être décrit en relation avec la figure 3. Ce
circuit 13G comprend un composant électronique intégré 29 et un
premier pont diviseur de tension constitué des résistances 28,25 et
du condensateur 20 monté en série entre les lignes e et f. Ce
composant intégrê 29 comprend également un pont diviseur de tension
réalise par trois résistances 30D identiques branchées entre les
bornes v et m elles-mêmes reliées aux lignes e et f respectivement.
Il comprend de plus deux eomparateurs 310 et 320. L'entrée positive
du comparateur 310 est reliée via la borne Th au point
intermédiaire xl entre les résistances 2B et 25 i et l'entrée
négative est reliée au point intermédiaire yl entre la première et
la seconde résistance 300. L'entrée négative du second comparateur
320 est reliée via la borne T au point intermédiaire x2 entre la
résistance 25 et le condensateur 20. L'entrée positive de ce second
comparateur 320 est reliée au point y2 intermédiaire entre la
seconde et la troisième résistance 300. La sortie du premier
comparateur 310 agit sur l'entrée R et le second sur l'entrée S
d'une bascule 330. La sortie de cette bascule 330 est amplifiée par
un amplificateur opérationnel 340 pour fournir un courant d'en~iron
2D0 mmA aussi bien pour les états hauts que bas. Ce sigDal de sortie
est par la suite appliqué a 1'eDroulement primaire 30 via un
,
- . .:.
:-: - . ~ - -
1 100' l~cr/F~o/(~
2 1 ; J ~ i J
condensateur 24 de coupure de composantes continues. La seconde
extrémité de l'enroulement 30 est reliée ~ la ligne f. Par ailleurs,
lz sortie de la bascule 330 est aussi appliquee ~ un inverseur 3~0
commandant au travers d'une résistance 360 la base d'un transistor
370. Ce transistor 370 court-circuite ou non le condensateur 20.
A la mise sous tension du circuit 130, le potentiel :
aux points yl et y2 est égal au deux tiers et au tiers de la tension
respectivement. Le condensateur 20 étant déchargé, la tension x2 est
quasiment nulle et la tension xl est intermédiaire entre y2 et yl.
Alors, compte-tenu des branchements des comparateurs, l'entrée R de
la bascule 330 est à l'état bas alors que l'entrée S est a l'état
haut. La sortie de la `oascule 330 est alors à l'état haut et la
sortie de l'inverseur 350 commandant le transistor 370 est ~ l'état
bas, lequel transistor est alors en état de non conduction. Le
condensateur 20 se chargeant petit-~-petit, la tension x2 devient
supérieure à y2 puis la tension xl devient elle-aussi supérieure a
yl. Alors l'entrée R bascule à l'état haut alors que l'entrée S est
elle-même déjà passée ~ l'état bas. Ceci a comme conséquence le
changement à l'état bas de la sortie de la bascule 330 donc à l'état :
haut de la sortie de l'inverseur 350 soit la saturation du
transistor 370 qui court-cireuite maintenant le condensateur 20. Ce
condensateur 20 se déchargeant, les tensions en xl et x2 s'abaissent
jusqu'a des valeurs inférieures aux tensions présentes en yl et y2
provoquant un nouveau changement d'état de la bascule 330 donc
l'ouverture a nouveau du transistor 370. On comprend ainsi que ce
circuit se met automatiquement en oscillation avec une fréquence
: :. , . ,., ,, , . -
:.: . - ~ ; . ~ ~ -
.~ . . . ; ,, ~ . ~ ,
WO~"O/l 100; PCT/FR90/nO1
2 2 ~ '?
dépendante essentiellement de la vitesse de charge et de décharge
du condensateur 20 donc de sa valeur propre.
L'entrée C de controle du composant électronique 29
permet d'accéder au point yl du pont diviseur permettant alors
d'imposer une tension différente de seuil vx au point yl et vx/2 au
point y2 ce qui modifie d'une autre manière la fréquence de
l'oscillateur. On peut mettre a profit cette borne C pour y
appliquer une tension voulue et modifier a volonté la fréquence de
cet oscillateur, donc l'intensité lumineuse résultante du tube
fluorescent.
Le circuit variateur de fréquence 120 associé au
premier mode de réalisation du circuit 130 est maintenant décrit en
relation avec la figure 2. Ce circuit comprend essentiellement un
condensateur 27 branché d'une part entre le point commun a la
résistance 25 et au condensateur 20 et d'autre part au collecteur
d'un transistor 14 dont l'émetteur est relié à la ligne f. Le
circuit de contrôle de la base de ce transistor 14 comprend un
premier branchement en série d'une résistance 23 et d'une diode
zener 26 entre la ligne e et la base de ce transistor 14 ainsi qu'un
branchement en parallèle d'un condensateur de charye 22 et d'une
résistance de décharge 21 entre la ligne f et le point commun situé
entre la résistance 23 et la diode zener 26.
Lors de l'application de la tension continue filtrée
sur la ligne e, le condensateur 22 étant encore déchargé, la tension
à l'entrée de la diode zener 26 est faible et le transistor 14 reste
, '.': ' : ' ' , ' ,
.
. ' ` - ` ' , ' ' . . ' .~ ' ' . - '
90/1100~ 23 PcT/FR9o/ool~-?~
en l'état de non- conduction. Le circuit oscillateur 130 fonctionne
alors exactement tel qu'expliqué précédemment ~ fréquence élevée
mais différente de la fréquence de résonnance du circuit de charge.
Les électrodes des tubes fluorescents peuvent alors etre
préchauf~ées. Lorsque la borne positive du condensateur 22 chargée
par la résistance 23 aura atteint la tension de seuil de la diode
zener 26 plus la tension base-émetteur du transistor 14, alors ce
dernier entrera en conduction et permettra, via sa jonction
collecteur/émetteur le branchement en parallèle du condensateur 27
avec le condensateur 20. De ce fait, la fréquence délivrée par le
circuit 130 chutera brutalement de manière ~ obtenir alors la
fréquence mettant les circuits de charge en résonnance ce qui
amorçent immédiatement les tubes fluorescents. A l'inverse, lorsque
le dispositif est coupé du réseau, la résistance 21 permet de
décharger le condensateur 22 plus rapidement que par ses fuites
internes ce qui assure le démarrage du système systématiquement avec
une phase de préchauffage.
..
Un second mode de réalisation avantageux du circuit 130
va maintenant être décrit en relation avec la figure 4. Ce circuit
oscillateur 130 comprend un premier inverseur Bo dont la sortie est
reliée au travers d'une diode 82 a l`entrée d'un second inverseur
83. La sortie de l'inverseur 83 est elle-même reliée à l'entrée du
premier inverseur 80 par un condensateur 84 et une résistance 86
branchés en série. Une résistance variable B5 est branchée entre la
sortie de l'inverseur B0 et le point commun du coDdensateur B4 et de
la résistance B6. Le signal présent ~ la sortie de l'inverseur 83
,.,.. ~...... , . , .............. . ~ ~ ,
... ,:.,: . : . . ~ . . ,
.,::: : . : . ~ . . : .
w ~ so/lloo~ pcT/FRso/nol~
24 ~
est amplifié par un montage en parallèle de quatre inverseurs B6
avant d'être appliqué au condensateur 24. Les deux inverseurs 80 et
83 ainsi que les quatre inverseurs 86 sont du type MOS regroupes
dans un seul et unique boîtier alimenté entre les lignes e et f.
En supposant la diode B2 court-circuitée et le
condensateur B4 initialement déchargé, le fonctionnement de
l'oscillateur est le suivant. Lors de la mise sous tension
simultanée des six inverseurs, le potenti~l a la sortie de
l'inverseur B3 correspond à un niveau lngique bas du fait de la
décharge du condensateur 84. Ceci implique un niveau haut sur son
entrée donc sur la sortie de l'inverseur 80 soit un niveau bas sur
l'entrée de cet inverseur 80. La résistance ajustable 85 étant d'une
part connectée sur la sortie de l'inverseur 80 au niveau haut et
d'autre part au condensateur B4 déchargé donc au niveau bas, un
courant correspondant a la charge de ce condensateur 84 va circuler
au travers de cette résistance ajustable 85. La tension au point
commun du condensateur 84 et de la résistance ajustable 85 qui se
trouve appliquée à l'entrée de l'inverseur 80 grâce a la résistance
86 va donc augmenter au fur et a mesure de la charge du condensateur
84. Lorsque cette tension au point commun aura atteint 50 % de la
tensioD d'alimeDtation présent sur la ligne e, l'inverseur 80 va
basculer imposant alors un niveau haut à l'entrée de l'inverseur 83
qui lui-meme basculera impliquant un niveau bas à sa sortie. Le
potentiel aux bornes de la résistance 85 et du condensateur 84 est
donc iDversé provoquant le passage d'un courant déchargeant ce
condensateur 84. Une fois celui-ci déchargé, la tension au point
: . ~ . .... . ~ .
w ~ ~o/lloo~ ~CT/FR90~001-~
commun entre la résistance ajustable ~5 et le condensateur B4 est
nouveau basse, cette tension se retrouvant ~ l'entrée de l'inverseur
80 par la résistance B6. Cet inverseur Bo bascule et on retrouve
alors les conditions initiales du circuit. Le cycle décrit
précédemment reco~mence. Ce circuit 130 oscille ainsi sur une
fréquence déterminée par la valeur de la résistance ajustable 85 et
du condensateur 84. Cette oscillation présente ~ la sortie de
l'inverseur 83 est amplifiée par le montage en parallèle des quatre
autres inverseurs 86 avant d'être appliquée aux primaires 30 du
transformateur au travers du condensateur 24.
Si un minimum de tension, par exemple 10% de la tension
présente sur la ligne e, est imposé par une ligne g entre la sortie
de l'inverseur 80 et l'entrée de l'inverseur 83, le condensateur B4
ne pourra plus se décharger a une valeur inférieure à cette tension
minimum imposée. En d'autres termes, ce condensateur B4 atteindra
plus rapidement une tension correspondant à 50 ~ de la tension
d'alimentation provoquant un basculement plus tôt que précédemment
de l'inverseur 80. On constate donc une plus grande rapidité du
phénomène oscillatoire décrit précédemment soit une augmentation de
sa fréquence. La diode 82 permet justement l'application d'une telle
tension de commande sur la ligne g en empêchant cette tension de
perturber la sortie de l'inverseur 80.
Le circuit variateur de frequence 120 associé a ce
second mode de réalisation du circuit 130 est maintenant décrit
toujours en relation avec la figure 4. Ce circuit comprend
essentiellement un pont diviseur de tension constitué du
. . - . ~ 1
: , :
. . .. . . , ~
' ' ~- ' ' , .'
, : . . ~ ,
WQ90/11()0:` 26 PCr/FR9()/()()1''
condensateur 73 et des résistances 71 et 72 montées en série entre
les lignes e et f. Une résistance de forte valeur ohmique 70
branchée en parallèle au condensateur 73 permet de décharger ce
dernier lors de l'arret du dispositif. Ce circuit variateur de
fréquence 120 comprend également un branchement en série d'une
résistance 75 et d'une diode 76 reliant d'une part le point commun
entre les résistances 71 et 72 et d'autre part, par la ligne g, le
point commun entre la cathode de la diode 82 et l'entrée de
1'inverseur 83. Ce branchement en série permet d'appliquer à
l'entrée de l'inverseur 83 la tension presente au point commun des
résistances 71,72.
Lors de l'application de la tension continue filtree
sur la ligne e, le condensateur 73 ayant été préalablement déchargé
par la résistance 70, un fort courant de charge apparaît dans les
résistances 71 et 72. Une différence de potentiel apparait donc aux
bornes de la résistance 72 qui est appliquée via la résistance 75 et
la diode 76 à l'entrée de l'inverseur 83. La diode 76 permet
d'injecter cette tension dans le circuit oscillant 130 sans qu'un
retour en arrière du signal oscillatoire ne soit rendu possible. La
résistance 75 limite l'intensité fournit a l'entrée de l'inverseur
83 car seul un paramètre en tension importe. Le circuit oscillateur
130 a alors commencé a fonctionner tel qu'expliqué précédemment a
une fréquence élevée qui est supérieure à la fréquence de resonnance
du circuit de charge permettant aux électrodes des tubes
fluorescents d'être préchauffées. Au fur et à mesure de la charge du
condensateur 73, le courant traversant la résistance 72 diminue ce
:
.~ . . . .
.:. . . .. ,. , , -::. . .
:. : - , . . -
. . . - . .
,: .~ .. . . ., . , - :
.- . .. ::
. , . . .. . - . . .... :: ... .. : ..
w ~-~o/1100~ PCT/FR90/001
27
qui abaisse par la meme la fréquence d'oscillation du circuit 130.
Lorsque ce condensateur 73 est totalement chargé, plus aucune
tension n'apparait sur la ligne g et le circuit 130 oscille a une
fréquence maintenant imposée par les valeurs du condensateur B4 et
de la résistance ajustable a5, laquelle fréquence correspond à celle
de résonnances du circuit de charge ce qui amorçe immédiatement les
tubes fluorescents.
Cette possibilté de contrôle de la fréquence
d'oscillations du circuit 130 par application d'une tension sur la
19 ligne g peut être mis a profit lors du fonctionnement des tubes
- fluorescents pour moduler leur flux lumineux par légères variations
de cette fréquence d'oscillation autour de la valeur de résonnance.
Ceci est réalisé grâce a un circuit annexe recevant une tension
continue au point 22 sur la ligne h. Ce circuit annexe comprend un
montage en série d'une résistance 91 et d'une diode 95 reliant la
ligne h a la résistance 75. Un condensateur 92, une résistance 93 et
une diode zener 94 sont reliés en parallèle entre d'une p2rt la
ligne f et d'autre part le point commun entre la résistance 91 et
l'anode de la diode 95. La résistance 91 limite l'intensité du
courant. Le condensateur 92 as~ure un filtrage anti-parasites. La
diode zener 94 empêche la tension rapportée d'atteindre une valeur
supérieure ~ la moitié de la tension d'alimentation sur la ligne e
de manière à ne pas bloquer le circuit oscillateur 130. Enfin, la
diode 95 permet d'injecter cette tension de com~ande sans pertuber
la phase de préchauffage.
.
; .- ;. .. , , ~ , ~ . .
. .
~Q so/lloo~ ~CT/ F~so/n
28
Dans le mode de réalisation illustré sur la figure 5,
on reconnait le circuit de pilotage intégré des t~ansistors 135 avec
la résistance 38, la diode 39 et le condensateur 32 associés, les
circuits 30/37 et 31/40 ainsi que le circuit de maintien de tension
minimum loo, 105,110 et 115 décrit précédemment. Les circuits
oscillateur et variateur de fréquence sont identiques à ceux décrits
en- référence à la figure 4. Toutefois, l'amorçage des tubes devant
s'effectuer dans les meilleures conditions, il est prévu un
dispositif supplémentaire permettant de verrouiller le circuit
annexe de modulation du flux lumineux pendant le préchauffage des
tubes. Ce dispositif comprend un transitor 130 dont le collecteur et
l'émetteur sont respectivement reliés aux bornes du condensateur 92,
donc entre l'anode de la diode 95 et la quatrième ligne f, et dont
la base est reliee par un montage en série d'une diode zener 134 et
d'une résistance 133 au point commun entre le condensateur 73 et la
résistance 74.
-:
Lors de la charge du condensateur 73, la diode zener
134, de valeur sensiblement égale au quart de la tension présente -
sur la première ligne, permet la circulation d'un courant dans la
base du transistor 130 via la résistance 133 ce qui a co~me effet
l'annulation par la mise a la masse de toute tension présente sur
l'entrée de contrôle, et ce pendant toute la durée du préchauffage.
Lorsque ce dernier est terminé, la tension présente au point commun
du condensateur 73 et de la diode zener 134 devient inférieure ~ la
valeur de la diode 134 qui se trouve bloquée ainsi que le transistor
. .
-: . - - , - , ,
.: - - .- - ' .: . -
~- .
.- . . ... ~ ~ . -
.... . , ~,
. -- . -
WC~- '`0/11005 PCT/FR90/001;:`
~7~
130 par absence de courant de base. La tension présente ~ l'entrée
du circuit annexe de modulation redevient active.
Les transistors 34 et 43 présents sur les figures 2 et
4 étant de préférence du type MOS, il est souhaitable de prévoir des
circuits de protection 142,144 identiques pour chacun des
transistors~ Plus particulièrement dans le circuit 142, toute
surtension entre le drain et la source du transistor 34 est protégé
par la diode 50 et toute surtension entre la grille et la source
est protégée par un pont de diodes zener monté en série mais oppose
entre la grille et la source. La protection contre une surintensité
pouvant apparaître entre le drain et la source comprend une
résistance 39 de faible valeur ohmique branchée entre la source du
transistor 34 et le point intermédiaire M. La chute de potentielle
provoqu~e par le passage du courant au travers de cette résistance
lS est appliqué qrâce a une diode 38 entre la base et l'émetteur d'un
transistor 37 dont la jonction émetteur collecteur court-circuite
au travers d'une diode 35 la tension entre la grille et la source
du transistor 34. Ainsi, si l'intensité traversant la résistance 39
dépasse 4 A par exemple, la différence de potentiel apparaîssant
entre la base et l'émetteur du transistor 37 l'amène à l'état de
saturation abaissant ainsi Lmmédiatement la tension de grille donc
mettant le transistor 34 en l'état de non-conduction. Le circuit de
protection 144 pour le transistor 43 est rigoureusement identique au
circuit 142 précédemment décrit.
Co~me on peut le constater, le dispositi~ selon
l'inventioD réussi a alimenter le circuit de charge en tension
- .~ ' ' '' ~ . :
: .. - . . . .
. . -:- . - .. . . : - ~,
:. - - : .
. ~ - ~ - . - ............. . . -. , ..
- - - ., . ... - .. . . .
. -, : , ~ . . .. - ~.
~-'O QO/ l ~ 00' PCT/ FR90/001~'
secteur redressée et hachurée ~ une haute frequence de l'ordre d'une
centaine de RBz, et ce avec un condensateur 16 de filtrage très
faible voire inexistant. Ainsi, de par la suppression de ce
condensateur de filtrage, on a pu éliminer la cause même des
s parasites de l'ordre d'une centaine d'Hz véritablement polluants parl'induction de distortion sur la tension secteur. Outre le fait de
satisfaire aux nouvelles normes électrotechniques en vigueur, ce
dispositif permet son installation en grand nombre dans des
bâtiments sans pour autant remettre en cause le câblage
électrotechnique de ce dernier. Dans des cas très particuliers
nécessitant une tension réseau quasiment parfait on a toutefols
constaté que ce dispositif induit encore des parasites extrêmement
faible de l'ordre d'une centaine de RHz. Pour ce, un circuit
antiparasitage 100 optioDnel a été prévu qui comprend deux
bobinages 2 et 3 montés en opposition de phase respectivement su~
les lignes a et b, un condensateur 1 monté en amont des bobinages et
UD pont de condensateur 4 et 5 monté en aval des bobinages, c'est-à-
dire proche du circuit de redressement 6. Le point commun des
condensateurs 4 et 5 est alors relié à la terre physique. Ainsi, les
parasites de haute fréquence apparaîssant dans les bobinages 2 et 3
mais en sens opposé s'annulent d'eux-mêmes alors que la tension
basse fréquence du réseau traverse ce circuit loo vers le circuit de
redresse~ent 6 sans aucune difficulté.
A titre nullement limitatif, les valeurs numériques
préférentielles pour les composants importants du dispositif sont
présentées ci-dessous.
- .
. - ; , . . . :
:: .. . , . ,. . .. ~,
: - - . . - ~
, . . . . . . .
. . - ,: .
W(~/11005 31 PCT/F~90/00~5
Rs = 50 ~n ~23 = lDo KQ
C11 = 470~F C22 = 10 ~F
R12 = loo ~n R25 = 1 RQ
C17 = 10 ~F C27 = 47 pF
C20 = 10 pF
Cllo= 22 ~F I29 = IC 5s5
C73 = 10 ~F T34,43 = IRF 830
R74 = 10 RQ R32,40 = 22Q
R72 = 47 ~n L56,51 = 1 mH
R75 = 100 RQ L66 = 3 tours sur L56
R86 = 10 RQ C61 = 10 ~
R85 = 20 ~Q aj Z60 = 16 V/1 W 3
CB4 = 1 nF C54 = loo nF/500 V
C67 = 100 nF/500 V.
Il est ~ noter que si le dispositif précédemment decrit
présente une certaine complexité, les composants mentionnés ci-
- dessus le constituant sont en général de taille faible ce qui permet
d'assembler ce dispositif facilement sur une petite plaque de
l'ordre de 80 mm de long par lo mm de large et 15 mm de haut. La
réalisation matérielle de tels dispositifs peut aisément être
effectuée par des machines entièrement automatiques assurant un haut
niveau de fiabilité. De plus, de par le choix particulier des
transistors 34,43 associés aux résistances 32,40 ce dispositif
présente une fiabilité augmentée due a une température globale de
fonctionnement plus basse.
- De nombreuses améliorations peuvent être apportées à ce dispositif dans le cadre de cette invention.
: . : . . . ~ -- :-
- : .. : . - . . . . ~ : , . ~
- . -. : . . - ~ - - . - : : : -- ::: ..... -. .:
--:. - : : .- .. ~ . . :
.
... .......
