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COMMANDE D'UNE MACHINE ELECTRIQUE A AIMANTS
PERMANENTS
Arrière-plan de l'invention
La présente invention se rapporte à la commande d'une
machine synchrone à aimants permanents.
On sait que pour assurer le pilotage d'une machine synchrone à
aimants permanents, il est nécessaire de connaître à chaque instant la
position du rotor. Habituellement, des capteurs de position sont utilisés
pour mesurer la position et calculer la vitesse de la machine. Le principal
inconvénient de l'utilisation de ces capteurs (ainsi que des cartes de
traitement qui les accompagnent) est la diminution de la fiabilité du
système, qui est un élément primordial dans le domaine aéronautique. Les
autres inconvénients de cette solution sont l'augmentation du poids, du
volume, et du coût total du système.
De nombreux travaux de recherches sont donc effectués dans le
but de se passer de ce capteur de position, et ainsi d'estimer les variables
mécaniques uniquement à partir de la mesure des courants statoriques.
Plusieurs méthodes ont déjà été proposées et validées pour
piloter une machine synchrone en moyennes et hautes vitesses sans
capteur de position. Ces méthodes se basent sur l'estimation du vecteur
de force électromotrice (FEM) à vide à partir des tensions imposées, de la
mesure de courants et des équations de la machine. La FEM étant
directement proportionnelle à la vitesse, cette dernière peut également
être estimée tout comme la position qui est alors obtenue par simple
intégration de la vitesse. Cependant, la FEM étant nulle à l'arrêt et noyée
dans les bruits de mesure en basses vitesses, elle n'est plus observable
dans ces domaines de fonctionnement. Les méthodes basées sur
l'estimation de la FEM ne conviennent donc pas pour les applications pour
lesquelles un contrôle en position est requis.
Pour estimer la position en basses vitesses et à l'arrêt, la seule
solution restante est d'utiliser les variations de la valeur des inductances
statoriques en fonction de la position du rotor. Plusieurs procédés utilisant
les variations d'inductances ont déjà été proposés :
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- Selon un premier type de méthode, le principe est de couper la
commande toutes les dix ou vingt périodes de modulation en
largeur d'impulsion (MLI) et d'injecter un signal haute fréquence
(supérieur à la bande passante des régulateurs de courant). Le
rapport de la tension injectée sur la variation du courant mesuré
permet d'estimer l'inductance, et comme celle-ci dépend de la
position, la position peut être estimée. Un exemple est décrit dans
le document J. Kiel, A. Bünte, S. Beineke, "Sensorless torque
contrai of permanent magnet synchronous machines over the
whole operation range", EPEPEMC, TP-053, Dubrovnik 8( Cavat,
septembre 2002.
- Selon un deuxième type de méthode, on estime dans un premier
temps l'erreur sur l'estimation de la position. Cette erreur est
régulée à zéro à l'aide d'un correcteur. La sortie de ce correcteur
nous donne une estimation de la vitesse, et par intégration nous
obtenons la position estimée du rotor. Afin de calculer l'erreur
d'estimation, la mesure des courants juste après l'injection du
signal HF est comparée avec le courant qui aurait dû être obtenu
théoriquement s'il n'y avait pas de signal HF.
Les méthodes du premier type précité ont pour inconvénients :
- Un calcul direct de la position estimée, celle-ci connaitra donc des
discontinuités à chaque calcul. Comme les références de tension
sont calculées à partir de la position du rotor, les références
également vont connaître des discontinuités ce qui provoquera des
à-coups de couple pouvant être néfastes.
- La nécessité de devoir stopper la commande pour effectuer
l'estimation. En effet, toutes les dix ou vingt périodes de MLI (en
fonction de la précision souhaitée), l'une d'elles est consacrée
uniquement à l'injection d'un signal haute fréquence pour
l'estimation.
- Un suréchentillonage des courants statoriques au moment de
l'estimation est dans certains cas nécessaire.
Les méthodes du deuxième type précité ont les inconvénients
suivants :
- Dans ces méthodes, un courant mesuré est comparé à un courant
qui serait obtenu théoriquement. Il faut donc pour cela avoir un
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modèle précis du moteur si l'on veut s'assurer d'une bonne
convergence des méthodes. Celles-ci deviennent alors dépendantes
aux incertitudes ainsi qu'aux variations des paramètres de la
machine.
- De plus, ces méthodes ne s'appliquent pas aux machines à rotor
lisse.
Il existe donc un besoin pour améliorer la commande d'une
machine synchrone à vitesses faibles et nulles.
Objet et résumé de l'invention
L'invention vise à répondre à ce besoin en proposant un procédé
de commande d'une machine synchrone à aimants permanents
comprenant un stator et un rotor, ledit procédé comprenant :
- une étape de détermination d'une position estimée du rotor,
- une étape de détermination d'un courant direct et d'un courant en
quadrature en fonction de courants statoriques et de la position estimée
du rotor,
- une étape de détermination d'une première consigne de tension directe
et d'une consigne de tension en quadrature en fonction du courant
directe, du courant en quadrature, d'une consigne de courant directe et
d'une consigne de courant en quadrature,
caractérisé en ce qu'il comprend :
- une étape de détermination d'une deuxième consigne de tension directe
qui est alternativement égale à la première consigne de tension directe ou
égale à la première consigne de tension directe additionnée avec un signal
périodique prédéterminé,
- une étape de détermination de consignes de tension statoriques en
fonction de la deuxième consigne de tension directe, de la consigne de
tension en quadrature et de la position estimée du rotor,
- une étape de commande de ladite machine synchrone en fonction des
consignes de tension statoriques,
dans lequel l'étape de détermination d'une position estimée du rotor
comprend :
- une étape de détermination d'un terme de couplage en fonction
d'une différence entre le courant en quadrature lorsque la
deuxième consigne de tension directe est égale à la première
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consigne de tension directe et le courant en quadrature lorsque la
deuxième consigne de tension directe est égale à la première
consigne de tension directe additionnée avec le signal périodique
prédéterminé,
- une étape de détermination d'une vitesse de rotation du rotor en
fonction dudit terme de couplage, et
- une étape de détermination de la position estimée du rotor par
intégration de la vitesse de rotation du rotor.
Corrélativement, l'invention propose une unité de commande
pour machine synchrone à aimants permanents comprenant un stator et
un rotor, ladite unité de commande comprenant :
- des moyens de détermination d'une position estimée du rotor,
- un module de détermination d'un courant direct et d'un courant en
quadrature en fonction de courants statoriques et de la position estimée
du rotor,
- un module détermination d'une première consigne de tension directe et
d'une consigne de tension en quadrature en fonction du courant directe,
du courant en quadrature, d'une consigne de courant directe et d'une
consigne de courant en quadrature,
caractérisée en ce qu'elle comprend :
- un module de détermination d'une deuxième consigne de tension directe
qui est alternativement égale à la première consigne de tension directe ou
égale à la première consigne de tension directe additionnée avec un signal
périodique prédéterminé,
- un module de détermination de consignes de tension statoriques en
fonction de la deuxième consigne de tension directe, de la consigne de
tension en quadrature et de la position estimée du rotor,
- des moyens de commande de ladite machine synchrone en fonction des
consignes de tension statoriques,
dans lequel les moyens de détermination d'une position estimée du rotor
comprennent :
- un module de détermination d'un terme de couplage en fonction
d'une différence entre le courant en quadrature lorsque la
deuxième consigne de tension directe est égale à la première
consigne de tension directe et le courant en quadrature lorsque la
deuxième consigne de tension directe est égale à la première
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consigne de tension directe additionnée avec le signal périodique
prédéterminé,
- un module de détermination d'une vitesse de rotation du rotor en
fonction dudit terme de couplage, et
5 un module de détermination de la position estimée du rotor par
intégration de la vitesse de rotation du rotor.
L'étape de détermination d'une vitesse de rotation du rotor en
fonction dudit terme de couplage peut comprendre la mise en uvre d'un
correcteur destiné à annuler le terme de couplage.
De préférence, le signal périodique prédéterminé est un signal
d'impulsions.
Selon un mode de réalisation, l'étape de commande de ladite
machine synchrone en fonction des consignes de tension statoriques
comprend la fourniture desdites consignes de tension statoriques à un
onduleur à modulation en largeur d'impulsion présentant une période
prédéterminée, ladite deuxième consigne de tension directe étant égale à
la première consigne de tension directe additionnée avec le signal
périodique prédéterminé pendant une à trois périodes de la modulation à
largeur d'impulsion, toutes les 15 à 25 périodes.
Le rotor peut être un rotor à pôles saillants. Le rotor peut
également être un rotor à pôles lisses, ledit procédé comprenant une
étape de saturation de dents statoriques faisant face à des pôles du rotor.
L'invention propose aussi un système de commande comprenant
une unité de commande conforme à l'invention, un onduleur et une
machine synchrone.
L'invention vise aussi un programme d'ordinateur comportant
des instructions pour l'exécution des étapes d'un procédé de commande
conforme à l'invention lorsque ledit programme est exécuté par un
ordinateur.
Ce programme peut utiliser n'importe quel langage de
programmation, et être sous la forme de code source, code objet, ou de
code intermédiaire entre code source et code objet, tel que dans une
forme partiellement compilée, ou dans n'importe quelle autre forme
souhaitable.
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L'invention vise aussi un support d'enregistrement ou support
d'informations lisible par un ordinateur, et comportant des instructions
d'un programme d'ordinateur tel que mentionné ci-dessus.
Les supports d'enregistrement mentionnés ci-avant peuvent être
n'importe quelle entité ou dispositif capable de stocker le programme. Par
exemple, le support peut comporter un moyen de stockage, tel qu'une
ROM, par exemple un CD ROM ou une ROM de circuit microélectronique,
ou encore un moyen d'enregistrement magnétique, par exemple une
disquette (floppy disc) ou un disque dur.
D'autre part, les supports d'enregistrement peuvent
correspondre à un support transmissible tel qu'un signal électrique ou
optique, qui peut être acheminé via un câble électrique ou optique, par
radio ou par d'autres moyens. Le programme selon l'invention peut être
en particulier téléchargé sur un réseau de type Internet.
Alternativement, les supports d'enregistrement peuvent
correspondre à un circuit intégré dans lequel le programme est incorporé,
le circuit étant adapté pour exécuter ou pour être utilisé dans l'exécution
du procédé en question.
Brève description des dessins
D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention
ressortiront de la description faite ci-dessous, en référence aux dessins
annexés qui en illustrent des exemples de réalisation dépourvus de tout
caractère limitatif. Sur les figures :
- la figure 1 est un schéma d'un système de commande selon un
mode de réalisation de l'invention,
- la figure 2 représente des repères liés aux positions réelle et
estimée du rotor de la machine synchrone du système de la figure 1, et
- la figure 3 est un schéma du système de commande de la
figure 1, dans lequel le fonctionnement de l'unité de commande est
représenté par des modules fonctionnels.
Description détaillée de modes de réalisation
La figure 1 représente un système de commande d'une
machine synchrone à aimants permanents selon un mode de réalisation
de l'invention. Le système de la figure 1 comprend une unité de
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commande 1, un onduleur 2 à modulation en largeur d'impulsion, et une
machine synchrone 3 à aimants permanents.
La machine synchrone 3 comprend un rotor portant des aimants
permanents et un stator présentant des enroulements triphasés. On note
Vabc les tensions triphasées statoriques et Iabc les courants triphasés
statoriques. La machine synchrone 3 peut être caractérisée par différentes
grandeurs, notamment par ses inductances dynamiques statoriques. La
machine synchrone 3 est une machine dans laquelle les inductances
dynamiques statoriques sont dépendantes de la position du rotor. Il peut
donc s'agir d'une machine synchrone à rotor saillant, mais également
d'une machine synchrone à rotor lisse dont les dents statoriques faisant
face aux aimants rotoriques sont soit légèrement saturées soit rendues
légèrement saturées en imposant une valeur positive suffisamment élevée
du courant statorique suivant l'axe direct estimé. Les structures de telles
machines sont connues de l'homme du métier et ne sont donc pas
décrites en détail.
L'onduleur 2 fournit les tensions triphasées Vabc pour la
machine synchrone 3 à partir d'une tension d'alimentation (non
représentée), par modulation en largeur d'impulsion, en fonction de
consignes de tensions Vabc* fournies par l'unité de commande 1. Le
fonctionnement d'un tel onduleur 2 est connu de l'homme du métier et
n'est donc pas décrit en détail.
L'unité de commande 1 détermine les consignes de tension
triphasées Vabc* à fournir à l'onduleur 2 pour commander la machine
synchrone 3. A cet effet, l'unité de commande 1 estime la position du
rotor de la machine synchrone 3 en se basant sur la variation des
inductances dynamiques statoriques en fonction de la position du rotor,
comme expliqué ci-après.
Dans le mode de réalisation représenté, l'unité de commande 1
présente l'architecture matérielle d'un ordinateur et comprend un
processeur 4, une mémoire non-volatile 5, une mémoire volatile 6 et une
interface d'entrée-sortie 7. Le processeur 4 permet d'exécuter des
programmes d'ordinateur mémorisés dans la mémoire non-volatile 5 en
utilisant la mémoire volatile 6. Le fonctionnement de l'unité de commande
1 décrit ci-après résulte de l'exécution d'un tel programme. L'interface
d'entrée-sortie 7 permet notamment d'obtenir la mesure des courants Iabc
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de la machine synchrone 3 et de fournir les consignes de tension Vabc* à
l'onduleur 2.
En variante, l'unité de commande 1 est un organe de
commande numérique de type carte DSP, microcontrôleur ou FPGA.
En référence à la figure 2, on explique maintenant le principe
utilisé par l'unité de commande 1 pour estimer la position du rotor de la
machine synchrone 3.
On sait que les tensions Vabc peuvent être exprimées par une
tension directe vd et une tension en quadrature vq dans un repère d, q lié
au rotor de la machine synchrone 3. De même, les courants Iabc peuvent
être exprimés par un courant direct id et un courant en quadrature iq dans
le repère d, q. La figure 2 représente le repère d, q et un angle 0 qui
représente la position du rotor par rapport à un axe de référence a.
Considérons un moteur à pôles saillants, l'évolution de
l'inductance propre d'une phase, en fonction de la position 0 du rotor en
négligeant les harmoniques supérieurs est sous la forme suivante :
4(9). 4+4.cos(261+90) ( 2 )
Cette fonction est constituée d'une partie constante (la valeur
moyenne) et d'une partie variable dont la période est égale à 180
électriques. Go dépend de la phase considérée.
Dans le repère d, q, les équations de la machine synchrone 3
sont (valables même en régime saturé) :
d[tifdi_ Vd1_ R .[id
(3)
dt ¨ V S P 2 eq
où P(0) est la matrice de rotation définie par :
Rase - sin e
sin 0 cos
(id, ici), (Vd, vq) et (tpd, tvq) sont les composantes directe et en
quadrature
des courants, tensions et flux totaux statoriques, Q est la vitesse
mécanique réelle de la machine synchrone 3, Rs la résistance des
enroulements et p le nombre de paires de pôles.
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En ne considérant que la première harmonique des forces
magnétomotrices au stator et en négligeant l'effet de saturation croisé
entre les bobinages fictifs d et q (mdcl = 0), nous avons :
J [Vfd [ld 01 d [id]
( 5 )
dt Wei - dt
où Id et lq sont respectivement les inductances dynamiques directe et en
quadrature.
Nous nous limitons ici aux basses vitesses et à l'arrêt, nous
faisons donc l'hypothèse que les termes proportionnels à la vitesse S-2 sont
négligeables. L'équation (3) se simplifie et devient :
id ¨ vd - Rsid(6)
dt
dia
1 dt -Rsi" (7)
Nous pouvons remarquer qu'à présent, les équations sont
totalement découplées. L'injection d'une tension sur l'axe d ne provoquera
aucune réponse en courant sur l'axe q.
En l'absence de capteur de position dans la machine synchrone
3, l'unité de commande 1 n'a pas accès à la position 0 du rotor et
détermine donc une position estimée 9. Sur la figure 2, on a également
représenté le repère ô, y lié à la position estimée 9 du rotor. L'erreur
d'estimation entre les deux repères est représentée par l'angle cp (cp = 9 -
0). Les deux repères tournent par rapport au stator à la vitesse électrique
e pour le repère réel (S-2 est la vitesse mécanique du rotor), et es pour
le repère estimé (52s est la vitesse mécanique estimée du rotor).
En appliquant une rotation de cp à l'aide de la matrice P((p),
l'équation (3) dans le repère ô, y devient :
[Li- ¨d = [v8] - Rs. [1;6]- pas [I] = P( Le).[i .4]+ pçà {P(Le). [el -
P(2 j= (8)
dt Ir yr ir 2 er
avec :
kl= [ i
18 meM
l =-f).[ 'd
=P(f) (9)
me .1
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/ty = /d + /g + /d -/q = cos2f
2 2
OU : ly ¨Id ___ 2
4. 1q Id __ ¨21(1 = cos2f (10)
____________________ = sin2f
Encore une fois, comme nous nous plaçons en basses vitesses,
nous pouvons simplifier ces équations en négligeant les termes
proportionnels à Ç2: _
5 [L]= d [is] = [vs - R =[ij ¨ pQ =[1,]= P(g)=[ia] ( Il )
dt ir yr_ s ir_ s 2 iy
Après simplification, ces équations se mettent sous la forme
suivante :
tdigidi8 =-Rs( lq¨(1q¨ld )si n2 q))=ig+( lq¨( lq ¨id )sin 2 f )=v3
R I
+( pldlqfls+(lq ¨Id )sin2f)=i7 ¨(1q ¨Id )sin2f=v7 (12)
/d/q--Tdi tr = ¨Rs( Id + ( lq ¨ Id f )sin 2 )= ir +( id +( iq ¨ /d )sin 2 f
).v7
10R I
¨( pldlg ils =---s.(1g ¨II' )sin2f )- is--(lq ¨Id )sin2tp-Vg (13)
2 2
Nous pouvons observer qu'à présent, les équations de la
machine synchrone 3 dans le repère O, y estimé sont à nouveau couplées.
Ce couplage dépend à la fois de la saillance de la machine (plus
précisément de la saillance magnétique dynamique, c'est-à-dire l'écart
entre les inductances dynamiques directe et en quadrature, terme (Ici - Id))
et de l'erreur d'estimation (p.
Autrement dit, en cas de saillance et d'erreur sur l'estimation de
la position, une variation de la composante ô de la tension fera apparaitre
un terme de couplage noté Aiy sur la composante y du courant statorique.
Ce terme disparaît si l'erreur s'annule.
La figure 3 représente l'utilisation de ce principe dans l'unité de
commande 1. Sur la figure 3, le fonctionnement de l'unité de commande 1
est représenté sous la forme de modules fonctionnels qui peuvent
correspondre à l'exécution d'un programme d'ordinateur par le processeur
4 de la figure 1.
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L'unité de commande 1 comprend un régulateur de courant 10,
un générateur de signal périodique 11, un module additionneur 12, un
module de conversion 13, un module de conversion 14, un module de
détermination 15, un estimateur de vitesse 16 et un intégrateur 17.
L'unité de commande 1 travaille dans le repère O, y estimé et
manipule notamment les grandeurs suivantes :
- une consigne de courant directe i6* et une consigne de courant en
quadrature iy*,
- une consigne de tension directe v61*, une consigne de tension
directe v62* et une consigne de tension en quadrature vy*,
- un signal périodique G haute fréquence,
- une vitesse estimée Qs du rotor,
- position estimée & du rotor.
Le régulateur de courant 10 détermine la consigne de tension
directe v6i* et la consigne de tension en quadrature vy* en fonction du
courant directe iô, du courant en quadrature iy, de la consigne de courant
directe i6,* et de la consigne de courant en quadrature iy*. La réalisation
d'un tel régulateur de courant est connue de l'homme du métier et n'est
donc pas décrite en détail.
Le générateur de signal périodique 11 fournit le signal
périodique G haute fréquence. Par haute fréquence , on entend une
fréquence inférieure à la fréquence de la modulation en largeur
d'impulsion de l'onduleur 2 mais supérieure à la fréquence de coupure des
régulateurs de courant. Dans cet exemple, le signal périodique G est un
signal d'impulsion de tension. L'amplitude de ces impulsions est choisie
suffisamment grande pour observer un terme de couplage significatif dans
l'équation (13). Cependant, cette amplitude ne doit pas non plus être trop
importante au risque de perturber la commande et d'augmenter les pertes
dans la machine synchrone 3. L'homme du métier est capable d'effectuer
un dimensionnement approprié à partir de ces indications.
Le module additionneur 12 détermine la consigne de tension
directe v62* en fonction de la consigne de tension directe vm* et du signal
périodique G. Plus précisément, la consigne de tension directe v62* est
alternativement égale à la consigne de tension directe v61* (vu* =
ou égale à la consigne de tension directe vm* additionnée avec un signal
périodique G (v62* = v61* + G). Par exemple, v62* est normalement égale
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à v61* et, toutes les 20 périodes de la modulation en largeur d'impulsion
de l'onduleur 2, vu* est égale à val* + G pendant une à trois périodes de
la modulation en largeur d'impulsion de l'onduleur 2.
Le module de conversion 13 convertit les consignes de tension
du repère O, y estimé en des consignes du repère statorique abc.
Autrement dit, le module de conversion 13 détermine les consignes de
tension statoriques Vabc* pour l'onduleur 2, en fonction de la consigne de
tension directe v52*, de la consigne de tension en quadrature vy* et de la
position estimée a du rotor. La réalisation d'un tel module de conversion
Le module de détermination 17 détermine un terme de couplage
Ai y qui apparaît sur la composante y du courant lorsque le signal
L'estimateur de vitesse 16 détermine la vitesse estimée Q, du
rotor en fonction du terme de couplage Ai. Plus précisément, on sait que
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correcteur de type proportionnel-intégral (PI), particulièrement intéressant
du point de vue du temps de calcul. Cependant, il est également possible
d'utiliser d'autres types de correcteur. Le correcteur PI sera de la forme :
Q :=-Q0 ody + 1 ¨f 3,i = dr) (14)
r
où Q0 et T sont les paramètres de l'estimateur déterminant la convergence
de l'estimation et sa dynamique.
L'intégrateur 17 détermine la position estimée 9 du rotor par
intégration de la vitesse estimée Qs :
/51(r) = pf12,dt + JO) (15)
0
Dans les équations (12) et (13), les termes trigonométriques,
fonction de l'erreur de position cp, ont une période de n (1800 électriques).
Par conséquent, cette erreur peut converger soit vers 0 soit vers n selon
l'erreur de position initiale. En effet, si l'erreur initiale est trop
importante
(I(pl> n/2), la méthode risque de converger vers une erreur de n et la
commande sans capteur peut échouer. De même, pour une machine lisse,
si l'erreur initiale est trop importante, il est plus difficile de rendre la
machine légèrement saturée afin d'obtenir un écart suffisant entre Id et lq.
En effet, c'est la présence du terme (Id - Ici) dans (12) et (13) qui assure
la
convergence de l'estimateur. Si l'erreur initiale n'est pas suffisamment
faible, l'ampère-tour imposé par les courants statoriques risque de ne pas
avoir une composante directe suffisante pour saturer la machine. En
particulier, dans le cas où l'erreur initiale est supérieure à n/2, on risque
même de désaturer la machine et de ne pas provoquer la saillance
magnétique. Pour répondre à ces problèmes et déterminer la position
estimée initiale a(o), on peut utiliser une méthode d'initialisation décrite
dans le document K. Tanaka, R. Moriyama, I. Miki, "Initial Rotor Position
Estimation of Interior Permanent Magnet Synchronous Motor Using
Optimal Voltage Vectoe, Electrical Engineering in Japan, vol. 156, no. 4,
juillet 2006.
La position estimée a fournie par l'intégrateur 17 est utilisée
notamment par les modules de conversion 13 et 14, comme décrit
précédemment.
La détermination de la position estimée 9 réalisée par l'unité de
commande 1 présente plusieurs avantages. :
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- L'injection des impulsions de tension se fait dans l'axe ô et non
dans l'axe y. Lorsque l'erreur devient faible, l'axe ô se confond avec
l'axe d et ainsi, le couple produit par les courants résultant des
impulsions devient négligeable et ne perturbe pas le contrôle de la
machine synchrone 3. De plus dans ce cas, la composante d du
courant statorique provoquée par ces impulsions participe à la
saturation du circuit magnétique et ainsi à accroitre la saillance et
faciliter la convergence.
- Un calcul de la position qui ne se fait par intégration d'une vitesse
estimée et non de manière directe. Il n'y a donc pas de
discontinuité sur l'estimation et sur les références de courant.
- Le procédé d'estimation est simple et léger et s'accompagne donc
d'un temps de calcul réduit.
- Une grande robustesse obtenue, la connaissance des paramètres
de la machine synchrone 3 et de leurs variations n'étant pas
requise.
L'invention convient notamment pour des applications
avioniques de type commande de vol, système de freinage, de sortie de
train d'atterrissage ou tout système utilisant des actionneurs électriques
équipés de moteurs synchrones à aimants permanents, pour lesquelles il
est impératif de pouvoir faire une commande en position et donc d'assurer
un couple même à l'arrêt.
Dans le mode de réalisation décrit ci-dessus, le signal périodique
G est un signal d'impulsions. Dans un mode de réalisation alternatif, le
signal périodique G est un signal sinusoïdal haute fréquence. La réponse
en courant aux tensions sinusoïdales injectées donne alors une estimation
des inductances lô, ly ainsi que de la mutuelle môy (voir la relation (10)).
Cette dernière étant l'image de l'erreur d'estimation cp, elle peut être
corrigée par le module d'estimation 16 à une valeur nulle. Cette solution
est plus difficile à mettre en oeuvre que celle basée sur un signal
périodique G composé d'impulsions. En effet, contrairement à une
impulsion, il n'est pas évident d'injecter à l'aide de l'onduleur 2 (dont la
fréquence de découpage est fixée par la modulation en largeur
d'impulsion) un signal dont la fréquence doit être largement supérieure à
la fréquence électrique des signaux de commande afin de ne pas en
perturber la régulation. De plus, afin de traiter les réponses en courant
CA 02861954 2014-07-18
WO 2013/114021
PCT/FR2013/050123
obtenues, il sera nécessaire d'utiliser un filtre passe-bande centré sur la
fréquence du signal injecté.
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