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La présente invention est relative à une inductance
variable et vise plus particulierement une inductance dont la per-
méabllité efficace est commandee par un circuit magnéti~e fermé à travers
lequel circule un flux magnétique à courant constant et réglable.
Présentement, il existe plusieurs dispositifs a configu-
rations diverses suscep-tibles d'être utilisés comme inductance
variable en préconisant un contrôle de la perméabillté ou de la
réluctance du matériau formant l'inductance par superposition
longitudinale d'un flux magnétique soit alternatif, soit constant,
l~ comme par exemple dans le brevet U.S. No l,788,152 de Dowling émis
en 1931; le brevet U.S. No 2,8~4,804 de Roe, du 22 juil].et 1958;
le brevet U.S. No 2,976,478 de Aske, du 21 mars 1961; et le brevet
U.S. No 3~735/305 de Sinnott et al, du 22 mai 1973. On connait
également le brevet U.S. No 3,757,201 de Cornwell, émis le 4 sep-
tembre 1973 qui décrit un appareil destiné a régulariser une ten
sion, un courant ou une charge~ côté secondaire, au moyen d'un
couplage magnétique variable qui affecte considérablement le fac-
teur de puissance de l'inductance. Dans ce brevet~ la perméabilité
du circuit magnetique est affect~e au moyen d'un flu~ CQnStant,
controlable dans un plan normal a celui d'un flux alternatif, mais
il en résulte une auymentation cons.idérable du courant d'excitation
et du flux de fuite du circuit mayn~tique. Ces dispositi~s connus
possedent toutefois des inconvénients majeurs dus au fait que plu
sieurs de ceux-ci fonctionnent a saturation et présentent une
distorsion tres appréciable de l'onde courant du aux harmoniques
générées dans les circuits magnétiques et possedent un faible fac-
teur de puissance.
Un objet de la presente lnvention réside a contourner
les désavantages mentionnés ci-haut, relatifs aux dispositifs
connus, et vise une inductance à faible taux d'harmoniques par un
contrôle approprie de sa permeabilité ou réluctance.
Plus specifiquement, la présente invention a trait a
-- 1 --
~ .
une inductance variable comp~rtant un premier circuit magnétique
ferme, forme d'un materiau anisotropique ~ travers lequel circule
un champ magnetique alternatif et un second circuit magnétique
ferme, egalement forme d'un materiau anisotropique, ~ travers
lequel circule un champ magnétique ~ courant contlnu reglable.
Les premier et second circuits magnetiques sont disposés l'un
par rapport a l'autre de sorte ~ définir au moins deux espaces
magnetiques communs dans lesquels les champs magnétiques alterna-
tif et continu respectifs se superposent orthogonàlement pour
orienter les dipôles magnétiques des espaces communs suivant
une direction predeterminée par l'intensite du champ magnetique
à courant continu du second circuit et pour controler ainsi
la permeabilite du premier circuit magnetique audit champ al-
ternatif. Une bobine est enroulee autour du materiau aniso-
tropique du premier circuit magnetique et une autre bobine est
enroulee autour du noyau anisotropique du second circuit magne-
tique et reliee a un circuit de controle commandant l'intensité
du champ magnetique à courant continu. Cette inductance est
caracterisee en ce que le circuit de controle comprend un pont
~0 de redressement reliant la bobine de champ alternatif à la
bobine de champ continu pour un fonctionnement en autocontrole
de l'inductance variable~
Les formes de realisation preferees de la presente
invention seront decrites ci-après avec reférence aux dessins,
dans lesquels:
la figure 1 montre une première forme de realisa-
tion dlune inductance variable selon la presente invention pour
un circuit monophase;
la figure ~ illusire une variante de l'inductance
de la figure 1 incorporant un circuit de controle auto-regula-
rise;
9~
~,, ~
la ~igure 3 i~ustre ~es plages et ~ieux d~pera-
tion de l'inductance variable monophasee;
1~ figure 4 presente une autre ~orme de realisa-
tlon de l'inductance variable pour circuits triphasés;
la figure 5 est une variante du circuit triphase
de la ~igure 4, a~ec noyau de contrôle ~exagonal;
la figure 6 présente des courbes de variakion
d'une phase de l'inductance triphas~e;
la figure 7 présente des courbes de saturatlon en
fonctlon du courant de cantr81e de l'inductance variable tri-
phasée; ~
les ~igures 8, 9, 10 et 11 présentent respectlve
r-- ---- -- -- -- -- --- . ~ ---- -- .. - .---- _ __.__ _ . _.. ______.___ ._ ___._.___ .. .. ___
ment des
-:---- ---- !
courbes du taux d'harmoniques du courant de troisieme, cinquième,
septième et neuvième harmoniques en fonction des ampères-tours du
champ à courant continu de controle;
la figuxe 12 presente une courbe de distorsion de la
tension en fonction des harmoniques;
la figure 13 montre des courbes de rapport d'impedance
en fonction des ampères-tours du circuit de contrôle de l'induc- :
tance triphasée;
les figures 14a à 14e presentent des courbes de puis-
sance pour l'inductance triphasee;
la 'igure 15 ilIustre un autre montage pour circuits
triphasés, mais de configuration cylindrique;
la figure 16 est une vue explosée de l'inductance varia-
ble illustree a la figure 15;
la ~igure 17 presente un schéma de raccordement de
l'inductance de la figure 15 montee en auto-contrôle et contrôle
inverse;
la ~igure 1~ montre les lieux d'operation de~l'inductance
variahl~ triphasee de la figure 17; et
la figure 19 presente ~les lieux d'operation d'un compen-
sateur statique utilisant l'inductance triphasée suivant la pré-
sente invention.
La figure 1 illustre un mode de réalisation d'un induc-
tance variable monophasée constituee de deux circuits magnetiques
M et N disposés orthogonalement. Le circuit magnetique M est
~orme d'un noyau en deux parties Ml et M2 ainsi que des jonctions
ou espaces magnetiques D1 et D2 commun aux deux circuits magneti- !
ques. Ce circuit magnetique M est excite par un enroulement à
courant alternatif Pl, P2 qui s'etend sur les deux parties Ml et
M2 du noyau magnétique M. D'autre part, le circuit magnétique N
est constitué dlun noyau unique ~ travers lequel circule un champ
magnetique excite par un enroulemen-t à courant continu Cl, C2.
- 3 -
:
La disposi-tion orthogonale des deux circuits magnétiques a pour
e~Eet de produire dans les espaces magnétiques communs Dl et D2
un couple magnétique proportionnel à la valeur du champ magnetique
à courant continu dans le noyau N qui polarise les dipôles de ces
espaces magnetiques communs. Suivant cette disposition orthogonale,
les flux magnetiques respectifs ne peuvent emprunter le meme chemin
de sorte que le champ magnetique a courant contlnu oriente,en pola-
risant,les dipoles magnétiques des espaces commursde sorte à defi-
nir la permeabilite du circuit magnétique excite par l'enroulement
à courant alternatif selon l'amplitude désiree~
Dans ce montage, les noyaux M et ~ sont en matériaux
~erro-magnetiques de même section droite, soit en ferrite, soit en
fer lamine, et presentent donc une propriete anisotropique inhe-
rente. Aussi, les dipoles des espaces communs Dl et D2, en l'ab-
sence de champ polarisant à courant continu N, tendent à s'orienter
dans la direction du champ magnetique alternatif, la perméabilité
du noyau M etant alors une mesure de la facilite avec laquelle les
dipôles magnetiques s'orientent dans la direction de ce champ
excitant. L'inductance M devient saturee au moment où les dipoles
du noyau M sont compl~tement orientes dans la direction de ce
champ magnetique. En consequence, l'application d'un champ magne-
tique à courant continu N dans une direction transverse au champ
magnetique alternatif M a pour effet d'agir sur les dipoles, en
les polarisant, pour les eloigner de leur position d'equilibre, de
sorte à ce que le champ magnetique alternatif M doit grandir en
module pour que chaque dipole maintienne sa meme position d'equili-
bre dans les espaces magnetiques communs Dl et D2. Ce processus
n'affecte aucunement l'inductance de fuite, mais seulement l'induc-
tance de magnetisation de l~inductance variable. ~1 en resulte
que l'induction magnetique de saturation se trouve augmentee et
que les courbes de magnetisation deviennent plus lineaires avec
l'augmentation du champ magnetique à courant continu dans les
espaces communs Dl et D2. En conséquence, l'application d'un
champ magnétique a courant continu a angle drolt à un champ magne-
tique alternatif produit un effet d'entrefer variable pour le cir-
cuit magnetique alternatif.
~ ans l'arrangement de la figure 1, les surfaces de con-
tact entre les circuits magnetiques M et N sont usinees ek serrees
mécaniquemerlt l'une sur l'autre ou tout autre procede de montage
équivalent, alors que l'enroulement à courant continu Cl et C2 est
alimente par une source auxiliaire à courant continu constant et
reglable. Un enroulement secondaire Sl, S2 superpose à l'enroule-
ment primaire Pl, P2 permet de filtrer les harmoniques de composan-
tes homopolaires et, en outre, le raccordement de cette inductance
~ariable à un circuit d'utilisation.
Le principe de fonctionnement de cette inductance varia-
ble monophasee réside donc essentiellement a produire dans des
espaces magnetiques communs un champ magnetique à courant continu
qui a pour effet de s'opposer à la rotation des dipôles de ces
espaces communs pour un contrôle adequat de la permeabilite effi-
cace du circuit magnétique alternatif. Aussi, il est a noter que
les domaines magnétiques communs peuvent être etablis aussi bien
dans le noyau de phase M que dans le noyau de contrôle N, comme
illustre.
La figure 2 illustre un raccordement en auto-contrôle
de l'inductance monophasee de la figure 1 par insertion d'un pont
de diodes R a double alternance entre l'enroulement alternatif Pl,
P2 et l'enroulement continu Cl, C2 de l'inductance. Ce montage
permet de faire varier de façon continue la perméabilite de llin-
ductance en fonction de brusques variations dans le flux magneti-
que alternatif. De facon plus particulière, la figure 2 permet
une utilisation triphasee de l'inductance variable de la ~igure 1.
A cette fin, l'enroulement secondaire Sl, 52 est raccorde en delta
avec les deu~ autres phases de sorte a filtrer les composantes de
troisième et neuvieme harmoniques du flux magnetique alternatif.
Les enroulements primaires Pl et P2 sont alors relies en étoile
avec neutre flottant. Dans ce cas, les enroulements d'excitation
des trois phases peuvent etre relies soit en série, soit en paral-
lale
Dans ce modele monophase de l'inductance variable, ilest a noter qu'il n'existe aucune tension alternative induite dans
les enroulements de controle N a courant continu, le flux alterna-
tif dans le noyau à courant continu est limité a la région des
espaces magnétiques communs Dl, D2 et la plage de variation de la
puissance réactive peut atteindre un rapport de 25/1. Cet auto-
controle~ à l'aide d'un courant redresse, a pour effet de modifier
la pente du front de la courbe de magnetisation et de deplacer le
lieu d'operatlon de l'inductance sur les diEferentes courbes de
magnétisation a des niveauY qui sont fonction de la tension de la
source alternative. Ainsi, la réluctance du circuit magnétique à
courant alternatif M se modifie d'elle-meme, et dans le bon sens,
selon les niveaux de tension alternative appliqués, ce qui s'avere
excellent pour les cas de très grande variat.ion de tension, par
exemple dans les cas de surtension et de delestage d'une ligne de
transport d'énergieO
Par ailleurs, en vue d'effectuer une régulation de ten-
sion pour une pente de 3 a 10% selon le choix de l'utilisateur, le
nombre de tours de la bobine d'excitation alternative peut etre
modifie a l'aide de thyristors T asservis à une consigne de ten-
sion, ce qui a pour effet de déplacer la courbe du lieu d'opération
de l'inductance.
Il est a noter que le temps de reponse de l'inductance
variable, lorsque en autocontrôle est quasi-instantané, c'est-à-
dire que le temps de reponse sera inferieur à une periode. Quantau temps de contrôle en regulation il pourra varier selon le
mode d'asservissement utilise et at.eindre une ou deux périodes
~a
.~
(sur une base de 60 Hextz) selon les besoins de l'utilisateur.
Dans le modele monophase de la ~igure 1, les
pertes pax courant de Foucau~t et par hystéris sont consldera-
blement reduites en utilisant de.la ferrite pour constituer le
circuit magnetique ~ courant continu N. En outre, la geometrie
du circuit, le type de noyau utilise, la longueur du circuit
magnetique sont autant de ~acteurs qui permettent de reduire
les perte 5 .
En outre, dans le.mode autocontrôle de l'induc-
tance ~ariable monophasee de la figure 2, on realise un contrôlein~erse de faible puissance du champ magnetique à courant continu
dans le noyau N. Pour ce faire, un second enroulement est super
pose a l'enroulement Cl~C2 et est alimente par une source a
CQurant continu constant et reglable de faible puissance. Cet
enroulement supplementaire est dipose de sorte à ce que le champ
magnetique genere dans le noyau de contrôle N s'oppose ~ celui
genere par l'enroulement d'autocontrole Cl~C2. Le champ magneti-
que resultant, dans le noyau de contrôle, sera alors fonction du
champ magnetique genere par le courant alternatif redresse qui
circule dans l'enroulement en autocontrôle et, par consequent,
fonction du niveau de tension a~x bornes Pl-P2 de l'inductance
variable. Le fonctionnement de ce mode de contrôle est simple
et ne requiert aucune boucle de retour pour corriger le couple
magnetique desire sur les dipôles des espaces magnetiques communs
Dl-D2~
La figure 3 donne les plages et lieux d'operation
de l'inductance variable monophasee lorsqu'utilisee en auto-
contrôle, comme illustre à la figure 2. Sur cette figure, on a
indique en abscisse le courant I dans l'inductance (c'est-à-dire
dans le circuit Pl-P2) et en ordonnee la tension phase-neutre
U0+N (l'une des bornes Pl-P2 etant au neutre). Pour ~ins de
comparalson, ~ans cette figure, la courbe 1 en traits pointilles
est une courbe de ma~netisation du noyau à courant alternati~ en
.. - 7 ~
~,. ,~,,,
a~
circuit ~ermë et en l'absence de tout no~au de contr81e ~ alors
que la courbe pointillee ~ correspond à la magnétisation obtenue
lorsque l'espace commun ferromagnéti~ue es~ remplacé par une
piece de bois d'épaisseur équivalente. Pour obtenir les
courbes a divers amperes-tours négatifs, un enroulement supplé-
mentaire a eté superposé ~ l'enroulement d'auto-régularisation
de la figure 2, lequel enroulement supplementaire est traversé
par un courant continu constant, mais ajustable, de sorte a
définir u~ contrôle inverse. Dans ces conditions, la courbe
d'opération se trouve modifiée de façon ~ offrir comme illustré,
un genou plus prononcé dans le domainede regularisation requis.
La ligne pointillée définissant la courbe 3 correspond à une
courbe d'impédance -Zc, Zc étant l'impedance d'un condensateur
placé en parallele avec l'inductance variable pour obtenir le
compensateur statique. Sur cette courbe, on peut définir trois
réglons ou plages distinctes de magnétisation: une plage de mon-
tée de tension pour une tension alternative aux bornes de l'induc-
tance variant de 0 a un peu au-delà du genou de la courbe et où
la pente de chacune des courbes des lieux d'operation est parti-
culierement grande; une plage de regulation correspondant à unetension de source alternative aux bornes de l'inductance variant
autour du genou de la courbe et o~ la pente de chacune de ces
courbes est très faible, c'ast-a-dire que pour une légère varia-
tion de la tension alternative aux bornes de llinductance, on
obtient une Eorte variation de courant dans le circuit Pl-P2 de
l'inductallce; et une plage de surtension pour une tension de source
alternative auxbornes de l'inductance beaucoup plus grande que
celle du genou et o~ la pente de chacune des courbes est plus
grande que celle de leur plage de régulation. On voit donc ~ue
plus la tension de source a courant alternatif aux bornes de
l'inductance est elevee, plus la polarisation des dip81es dans
l'espace ma~netique commun de l'inductance variable est forte
1 .
et plu5 la courbe des lieu~ d~opera~ion tend vers une c~u~be
de magnetisation o~ l'espace magnetique commun serait Gonstit~é
d'un materiel non-magnetique ~courbe 2!~ le contrôle ~ courant
continu produisant donc un e~et d'entre~er dans cet espace
magnétique commun.
La figure 4 pr~sente un modele triphase de
l'inductance ~ariable. Chacune des phases, PA~ PB et PC sont
rellees respectivement aux noyaux MA, MB et MC de m~me section
,_ __ _ _ _ _ . _____ _
droite ~ ~ravers
_ _ _ . ~ _ . . . .... _ _ . .. . _ . _ . ... .
chacun desquels circule un champ magnétique alternatif de phase
correspondante. Cha~ue noyau possede u~e branche montee orthogo-
nalement au noyau de controle N dont l'enroulement El-E2 est exci-
te par une source a courant continu constant, mais re~lable. Dans
ce montage, le circuit de controle etant commun aux trois phases,
on note qu'il y a annulation des tensions induites à 120 Hertz
dans la bobine de controle à courant continu N, tout comme dans
le modèle monophase précedent, et il n'existe aucun flux alterna-
ti~ dans ce noyau à flux continu, sauf dans les regions des espaces
lQ communs D3, D4 et D5.
Dans ce modèle triphase, les phases des noyaux MA, MB et
MC ne sont pas disposées de façon sym~trique de sorte que ~e cir-
cuit n'est pas optimal quant à la longueur des noyaux de phase, à
leurs jonctions et à leur disposition geometrique par rapport au
noyau de controle N.
La figure 5 illustre un montage symetrique de l'induc-
tance variable triphasée dans laquelle les noyaux de phase MA, MB
et MC forment un angle de 120 l'un par rapport à l'autre et sont
montés mécaniquement sur le noyau de controle ~ qui est de forme
hexagonale. Cet arrangement de ~a figure 4 permet une plage de
variations de l'impédance dans le meme ordre de grandeur que dans
le cas precédent et une reduction appreciable des pertes relatives,
donc un accroissement du facteur de qualite de l'inductance. Ce
type de construction ne montre pas de jambes magnetiques pour le
retour du flux en regime transitoire.
Le montage des figures 4 et 5 permet une elimination des
courants de troisieme et neuvième harmoniques au moyen d'un raccor-
dement en etoile des trois phases PA, PB et PC, avec neutre flot-
tant, non raccorde à la masse, et l'elimination des flux de troi-
sième et neuvieme harmoniques à llaide d'un enroulement secondairesuperpose, PS~, PSB et PSC, raccorde en triangle. De plus, les
pertes dans le noyau de contrôle N sont considerablement reduites
dû au fait qu'aucune xéaction bidirectionnelle ne subsiste entre
le noyau de contrôle et les noyaux de phase puisqu'il n'existe
aucun flux magnetique alternatif dans le noyau de contrôle N, la
somme des effets des trois phases étant nulle. En outre, le neutre
du raccordement en etoile etant isolé de la masse, il n'est pas
possible aux composantes homopolaires du courant de s'etablir en
regime transitoire.
Lorsqu'utilise en triphasé, llarrangement de llinductance
variable des figures 4 et 5 presente un avantage accru par rapport
a l'utilisation de trois inductances monophasees de la figure 2
en ce que la même quantite d'energie de contrôle est requise pour
l'ensemble des trois phases que celle qu:i serait requise pour une
seule phase, de sorte que les pertes de contrôle sont moindres et
reparties sur les troi.s phases.
De plus, dans ces inductances triphasees, le contrôle
du flux magnetique a courant continu peut s'effectuer par auto-
controle, a l'aide de ponts de cliodes, comme dans le cas de l'in-
ductance monophasee de la figure 2, ou encore par contrôle inverse
à l'aide d'un enroulement à courant continu constant et reglable,
superpose à l'enroulement d'autocontr81e, sur le noyau de contrôle
N.
Rel.ativement a la figure 4, la figure 6 montre les varia-
tions d'impédance de l'indl~ctance triphasée en fonction de l'aug-
mentation des ampères-tours injectes dans le noyau de contrôle N.
Sur cette fiyure 6, on a porté en abscisrae et en ordonnée les mêmes
~ariables que sur la figure3. On note.que les impédances V/I de
chaque phase varient dans un rapport allant jusqu'à 11/1 pour un
champ magnétique a courant continu variant de 0 à 4,848 ampères-
tours~ Pour fins de comp~raison.~.on note que pour le modele mono-
phase de la figure 1, des impedances var:iant dans un rapport de20~1 pour 1P modèle en acier laminé et de 25~1 pour le modèle en
fe~rite ont eté obtenues. La famille cle courbes d!i~pédance de la
fic~e 6 presente l.es resultats de la phase ~-A- seulement, designee par PA, de
cette inductance
s~
triphasée. Le trait pointillé 1 montre le comportement de
l'inductance variable pour une tension d!e 80 volts efficace mesu-
rée phase-neutre. Le trait pointille 2 montre le comportement de
l'inductance variable lorsque raccord~e en série avec un condensa-
teur et dont la resultante est inductive!. Dans cette derniere con-
figuration, la valeur de la capacité utilisée était de 200 ~F et la
source triphasée était tenue fixe a 120 volts efficace aux bornes
du circuit. L~augmentation des volts-amlpères de l'inductance va-
riable pour un déplacement du point A à B pris sur les courbes est
de 360 volts-ampères triphases pour 4843 ampères-tours. Cette
augmentation de puissance est d'ènviron 1.78 fois plus grande que
pour le cas de l'inductance seule pour une meme tension.
La figure 7 presente une famille de courbes de saturation?
On a porté en ordonnee le courant alternatif Ica~en valeur efficace, en abscisse
lesam~res-tcursducontrôleacourantcontinuetenparametredecourbeslestensions
phase-neutre, en valeur efficace. Cette figure 7 renseigne sur le
comportement des dipoles dans l'espace magnetique con~un aux deux
circuits magnetiques~ On note sur chacune de ces courbes une ré-
gion non-saturée et une région saturée. Dans la partie non-saturée,
chaque courbe possede une pente de plus en plus grande à mesure que
la densité de flux grandit dans le circuit magnétique excité par
l'enroulement à courant alternatif. Quant a la région saturee de
chacune de ces courbes, elle resulte de trois facteurs: du flux
de fuite associé au circuit magnétique à courant continu; de la
distorsion des flux dans l'espace magnétique commun aux deux cir~
cuits; et la répartition des tensions aux bornes de l'impédance
et de magnetisation du circuit à courant alternatif. On note
bi~n que la variation optimale de l'impédancP de l'inductance
est fonction de la densité des flux alternatifs et à courant con-
tinu dans liespace magnetique communO Cette famille de
courbes fa~ilite le c~oix des points d'operation de l'inductan-
ce variable soit dans la conEiguration lnductance seule
- 11 -
:
(courbe 1) ou dans la configuration avec condensateur en série
(courbe 2).
Les figures 8, 9, 10 et 11 donnent respectivement le taux
d'harmoniques du courant de troisième, cinquieme, septième et
neuvième harmoniques en fonction des ampères-tours a courant con-
tinu. Ces taux d'harmoniques sont calcules entre l'harmonique
consideree et la fondamentale pour un courant alternatif de pleine
charge qui correspond a 5.0 IX 606) amperes-tours à courant continu.
Comme le montrent les figures 8 à 11, les taux d'harmoni-
ques, calcules pour une phase seulement de l'inductance triphaseede la figure 4, sont tres faibles et même negligeables pour cer-
taines harmoniques. Sur ces figures, les courbes 1, 2, 3 et 4
correspondent a des essais effectues sous des tensions, en valeurs
efficaces, de 80 volts, 160 voltsl 200 volts, et 280 volts, respec-
tivement. On note la presence d'un courant de troisième (figure
8 ) et de neuvieme (figure 11) harmoniques malgre le fait que les
enroulements primaires sont relies en étoile avec neutre isolé~
La disposition asymetrique des circuits magnetiques de la figure 4
joue un rale impor-tant dans ce phenomène. En effek, le noyau de
contr81e N est oval et les noyauX de phase ne sont pas disposes a
120 l'un par rapport a l'autre sur ce noyau de controle. Des
resultats améliores sont obtenus avec les inductances triphasées
des figures 15 et 16 dans lesquelles les noyaux de phase sont bien
disposes a 120~ l'un par rapport a l'autre et ou le noyau de con-
trôle est cylindrique.
La figure 12 presente des courbes de distorsion de la
tension phase-neutre de 180 volts en valeur efficace en fonction
des harmoniques generées par une phase de l'inductance triphasee.
La courbe 1 donne des resultats mesures pour le reseau seul alors
que les courbes 2 et 3 illustrent les resultats obtenus lorsque
l'inductance variable est branchee au reseau et ou le flux decon-
trôle est respecti~elrent nul et egal a 1,212 ~eres-tours cc. On constate
12 ~
- ' '
alors que le taux de distorsion de la tension de phase se situe
en tout temps en deça de 1~.
La figure 13 presente des courbes obtenues en
portant en abscisse un rapport d'impedance Z~/Z, en ordonnée
la tension U~N phase-neutre aux bornes Pl-P2 de l'inductance
et en parametre de courbes le nombre d'amperes-tours du circuit
magnetique à courant continu, Zo correspondant ~ l'impedance
d'une phase, lorsque le champ magnetique à courant continu est
nul, et Z a l'impedance de cette phase pour les valeurs indiquées
d'ampères tours a courant continu. On note que les rapports
d'impedance diminuent avec l'augmentation de la saturation des
noyaux ~ courant alternatif et que lorsqu'il y a saturation
complete le rapport d'impédance est égal à l'unité, car alors
les dipôles de l'espace magnétique commun font un angle nul
avec le vecteur du champ magnetique alternatif. Cependant, la
saturation se produit à un niveau dlautant plus élevé que le
champ magnétique a courant continu transversal est eleve, comme
dans le cas des courants de controle de 4848 amp8res-tours cc.
~es figures 14a ~ 14e donnent respectivement les
courbes de puissance triphasée de l'inductance variable pour
des tensions phase-neutre respectivement de 80, 150, 200, 240
et 280 volts en valeur efficace. Sur ces graphiques, la courbe
marquée V.A. donne la puissance totale (active et réative)
fournie par l'inductance exprimée en volts-amperes et la courbe
marquée watts donne les pertes de l'inductance sous forme de
puissance active exprimee en watts, les traits pleins indiquent
les volts-ampères et les watts triphases de l'inductance variable.
A l'exception de la caracteristique relative a la courbe 14a, on
peut dire que ces pertes diminuent sous l~effet de l'augmentation
du c~amp magnetique transversal a courant continu. Pour le cas
de la figure 14a, la surelevation de watts est reliee ~ une aug-
mentation des composantes de troisieme et neuvieme harmoniques,
- ~3 ~
5 ~ 9
comme indiqué antérleuxement. Ce phénomane de di~inuti~n des
pertes dans le noyau a~ec l'augmentation de l'éner~le reactive
de l'induc~ance ~ariable contri~ue ~ augmenter le rendement de
l'inductance autour de 96% lorsque le champ ma~netique ~ courant
contlnu atteint une valeur de 3030 amp~res-tours.
Les ~i~ures ~5 et 16 illustrent un autre arran-
gement~-'~ ~~' ~-~ ~ ~ , , ,,,,
--_- _ _.__.. _ .. ___.. _. _ . .
.
d'inductance triphasée sulvant un empilement de noyaux cylindriques
de section droite identique. Cet arrangement permet une distribu~
tion symmetrique des enroulements de phase PA, PB et PC autour des
jambes l-l', 2-2' et 3-3' des noyaux M' et M", respectivement.
Le noyau de contrôle N dont llenroulement est alimenté en courallt
continu reglable par les bornes El et E2, comprend également des
jambes Nl, N2 et N3 qui sont montées en vis-à-vis des jambes 1~ 2
et 3 du noyau M', d'une part, et les jambes N'l, N'2 et N'3 mon-
tees en vis-a-vis des jambes l', 2' et 3' du noyau M", d'autre
part. Le fonctionnement et les caracteristiques de cette induc-
tance triphasee sont ameliorés par rapport à ceux de l'inductance
triphasée de la figure 4.
Lorsque monté en autocontrôle, le schéma de raccordement
des phases et des bobines de contrôle qui incluent une source va-
riable a courant continu V fournissant un flux inverse, est repré-
senté a la figure 17.
Le mode d'excitation proposé à la ~igure 17 comporte deux
systèmes de contrôle superposes similaires à l'arrangement décrit
precédemment relativement a la figure 2: soit un contrôle alimenté
~irectement par le circuit de puissance haute tension et un contrôle
inverse de faible puissance relié a la source a courant contiml V
constante, mais réglable.
Dans ce circuit, le courant triphase est redresse a
l'aide de ponts de diodes T et traverse l'enroulement d'excitation
El, E2 avant de compléter son circuit de retour. Un deuxieme en-
roulement est superposé au premier dans le noyau de contrôle et
se trouve alimente par une source a couran-t continu constante V de
faible puissanceO Ce dernier enroulement est dispose de sorte a
ce que le champ maynetique à courant continu genere dans le noyau
de contrôle N sloppose au champ magnétique a courant continu prin-
cipal génere par l'enroulement d'au-tocontrôle. Le champ magnetique
résultant dans le noyau de contrôle sera alors fonction du champ
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'
magnetique généré par le courant al-ternatif triphasé, redressé par
T, qui circule dans l'enroulement en autocontrôle et, par consé-
quent, fonction du niveau de tension aux bornes de l'inductance
variable. Le fonctionnement de ce contrôle est simple et ne
requiert aucune boucle de retour pour corriger le couple magnéti-
que désiré sur les dipôles dans l'espace magn~tique commun N. Ce
; couple magnetique est généré directement par le champ magnetlque a
courant continu resultant injecte dans le noyau de contrôle et le
choix du nombre de tours de l'enroulement d'autocontrôle y joue
un rôle tres important.
Dans le tableau suivant, sont representes les taux de
distorsion harmonique du courant de phase obtenus lorsque l'induc-
tance triphasee de la figure 17 est utilisee soit en autocontrôle,
soit en autocontrôle avec contrôle inverse. Sur ce tableau, ].es
chiffres entre parenthèses re~èrent aux points d'operation indiques
sur la figure 18.
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- 15 -
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~4
-- 16 --
La figure 18 présente les courbes caractéristiques de
l'inductance triphasee cylindrique de la figure 17 en fonction des
amperes-tours de contrôle ~ courant continu et en fonction d'un
autocontrôle. Plus particulièrement, la courbe "Xl' est celle
obtenue pour le fonctionnement en autocontrôle seul de l'inductance
alors que la courbe "~" represente la caractéristique de fonction-
nement de l'inductance triphasée en autocontrôle avec alimentation
a courant continu inverse du noyau de contrôle.
L'inductance à perméabilite variable decrite ci-haut se
prête particulièrement bien à une application comme compensateur
statique lorsqu'utilisee en parallale avec une batterie de condensa
teurs, pour les reseaux de transport d'energie. En effet, comme
indique precedemment, le temps de reponse de l'inductance variable
est de l'ordre ou inferieur à un cycle pour une tension de réseau
de 60 Hertz et la transition se fait sans dé~ormation du courant.
En outre~ la distorsion harmonique de l'inductance 8tant très fai-
~le, aucun filtre autre que le raccordement du secondaire en delta
n'est nécessaire, ce qui contribue à diminuer très sensiblement le
coût et augmenter la fia~ilité du compensateur statique. Il est
egalement à noter que cette indu~tance variable peut être branchée
directement a la haute tension du réseau et que ses pertes de fer
et de cuivre sont comparables à celles d'un transformateur.
En effet, le mode de controle proposé pour llinductance
à permeabilité variable du type cylindrique illustré à la figurel7,
est particulièrement avantageux dans une application au compensa-
teur statique~ Cette inductance triphasée comporte un circuit
d'autocontrôle ~enant du redressement du courant de l'inductance
et un contrôle inverse de faible puissance venant d'une source à
courant continu indépendante. L'inductance ainsi contrôlée offre
3Q un élément idéal pour contrôler l'énergie véhiculée par une ligne
de transport d'énergie, car la plage d'operation de cette induc-
tance est triple (montée de tension, régulation et surtension), le
,~
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niveau de saturation d~ l'induc-tance n'est jamais atteint, la ré-
ponse à une perturbation de tension sur la ligne de transmission
est instantanée et sa fiabilité est considérable du principalement
à la simplicité de ce contrôle. De fait, utilisée en parallèle
avec une batterie de condensateurs, cette inductance triphasée
devient l'élément variable pour un compensateur statique dont les
performances répondent aux besoins présents des réseaux de trans-
port d'énergie. En effet, lors de la survenue d'une surtension
sur la ligne de transport, les courants de phase passent de l'état
capacitif a l'état inductif dans un intervalle d'environ 0.5 cycles
sur une base de 60 Hertz. Ce passage à l'éta-t capacitif, où I
est inférieur à zéro, à l'état induc-tif est particulièrement bien
j montré dans la figure 13 dont les courbes illus-trent les lieux
d'opération du compensateur statique utilisant une inductance va-
riable avec contrôle inverse allant de 0 a 500 ampères-tours né-
gatifs~ L'inductance variable décrite ci haut permet donc une
transmission sans déformation de l'onde courant, si ce n'est l'a-
; ~ustement de l'angle de ~ 90 à - 90~ par rapport à la tension
d'alimentation du compensateur; quant à la distorsion du courant
de phase, elle demeure négligeable.
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