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~3Z~8
L'invention est du domaine des transmissions.
L'égali~ation est la compensation des distorsions linéaires
dues à une voie de transmission, Elle s'ef~ectue:au mo~en
de circuits correcteurs:appelés é~aliseurs insereS dans la
voie de transmission et presentant des ~onctions de trans-
fert telles que la reponse globale obtenue soit plate en
amplitude et lineaire en phase dans la bande de frequence .
occupée par les signaux de transmission. Un égaliseur est
dit automatique lorsqu'il presente une fonction de trans-
fert variable ajustée a partir du signal egalisé lui per-
met-tant de s'adapter aux caractéristiques d'une voie de
transmission imparfaitement connue comme c'est le cas,
par exemple~ d'une voie de transmission emprun-tant les
réseaux téléphoniques ou telegraphiques commutés.
La présente invention est relative plus parti-
culièrement au~ égaliseurs automatiques ayant une fonction
de transfert ne dépendant que d'un paramètre dont la valeur
est déterminée à partir de certaines caractéristiques du
signal égalisé.
Des égaliseurs automatiques de ce genre sont
- utilisés dans les systèmes de transmission numerique par
câbles avec repeteurs pour égaliser des longueurs variables
de câbles. On peut notamment citer celui décrit dans le
brevet ~rançais n2.128.152 qui comporte un réseau d'éga-
lisation variable ajusté au moyen d'une tension continue
dépendant de la valeur crête du signal égalise.
La présente invention a pour but un égaliseur
automatique pour transmission numérique synchrone de struc-
ture simple ayant une grande capacité d:'adaptation.
La présente invention a pour objet un egaliseur
automatique pour transmission numerique:à inter~alle de
temps unitaire constant comportant un reseau d'egalisation
variable muni d'une boucle d'asservissement. Cette boucle
d'asservissement comporte un autocorrelateur a colncidence
de signe effectuant la correlation des polarites de deu~
versions du signal egalise retardees l'une par rapport a
.,, - 1 - ~
~`
. . .
~3~Z1~3
l'autre d'un multiple entier de l'intervalle de temps uni-
taire.
Cet egalis~ur:automatique comporte en outre, et
cela de maniere preEerentielle, un ~iltre de prédistorsion
dispose à l'entrée de l'autocorrelateur:a colncidence de
signe.
D'autres caract~ristiques et a~antages de l'in-
vention ressortiront des revendications jointes et de la
description ci-apres de deux modes de realisation donnés
à titre d'exemple. Cette description sera faite en regard
du dessin dans lequel:
- les figures l et 2 sont des schémas de deux
égaliseurs automatiques selon l'invention,
- et les figures 3 et 4 sont des courbes illus-
trant certaines caractéristiques des egaliseurs:automati-
ques représentés dans les figures 1 et 2.
~3~
Chac~ne des figures 1 et 2 comporte un égaliseur automatique 1, 1'
ayant une entrée de signal 2,2' connectée à la sortie d'une voie de transmis-
sion numérique synchrone 3 représentée par une ligne en pointillés et une
sortie de signal 4,4' sur laquelle est disponible le signal de transmission
égalisé. Chaque égaliseur automatique 1,1' comporte un réseau d'égalisation
variable 10,10' muni d'une boucle d'asservissement.
Les réseaux d'égalisation variable 10,10' posse~dent une entrée et
une sortie de signal colncidant avec celles 2,2',4,4' des égaliseurs automati-
ques 1,1' ainsi qu'une entrée 5,5' de réglage de leur fonction de transfert.
Ils sont de type connu et déterminés en Ponction du genre de voie
considérée. Leur fonction de transfert variable peut être ajustée à celle
de la voie de transmission effectivement utilisée au moyen d'un paramètre
de réglage dont la valeur est fonction des distorsions du signal égalisé.
Un exemple détaillé en est donné dans le brevet français n2 128 ~52. Ils
ne seront pas décrits davantage dans la suite de la description car ils
ne font p3S partie de l'invention. On admettra simplement qu7une augmen-
tation de la valeur du paramètre de réglage provoque une augmentation de
la largeur de bande du signal égalisé et inversement et que par conséquent
la ~leur du signal d'asservissement doit cro~tre, avec les distorsions
aPPectant le signal égalisé.
Les boucles d'asservissement reliant chacune la sortie d'un réseau
d'égalisation variable 10,10' à son entrée de réglage comportent un filtre
de prédistorsion 20,20' suivi d'un autocorrélateur à colncidence de signe 30,30'et d'un circuit de correction 19,19' assurant la stabilité de l'asservissement.
Elles diPPèrent essentiellement par la structure de leurs autocorrélateurs
à colncidence de signe qui délivrent néanmoins le même signal de sortie.
L'autocorrélateur à colncidence de signe 30 de l'égaliseur automatique 1
représenté à la figure 1 comporte :
- un limiteur absolu 12~
3 - un additionneur 14 à deux entrées chacune connectee à la sortie
dù limiteur absolu 12 l'une directement, l'autre par l'intermédiaire d'un
circ~Lit à retard 13,
- le circuit à retard 13,
- deux intégrateurs 15 et 16 connectés à la sortie de l'additionneur 14,
l'un directement,llautre par l'intermédiaire d'un circuit logique inverseur 17,
- le circuit logique inverseur 17,
- et un amplificateur différentiel 18 dont les entrées sont connectées
aux sorties des intégrateur~ 15 et 16.
Le signal s~t) appliqué sur l'entrée de l'autocorrélateur à colncidence
~l3~
de signe est reçu par le limiteur absolu 12 qui délivrs en réponse un signal
logique ul(t). Ce signal logique u1(t) est~ par définition, au niveau 1
si le signal d'entrée s(t) est positif et au niveau O dans le cas contraire.
Le circuit à retard 13 reçoit le signal u1(t) et le retard d'un temps ~ ,
l'additionneur realise la ~onction logique "ou exclusi~". Il reçoit sur
une de ses entrées le signal u1(t) issu du limiteur absolu 2 et sur l'autre
le même signal retardé d~u~ t~mps ~ par le circuit à ret~rd 13. Il délivre
en sortie un signal q(t) appliqué à l'intégrateur 15 dont la constante d'inté-
gration est t1 et dont le ~ignal de sortie Q(t) peut être exprimé par la
~ormule : 1 t +t
Q(t) ~ t ~ 1 q(t)dt (q(t) = o ou 1)
J to
Le signal q(t) est également appliqué, après avoir été complémenté,
à l'intégrateur 16. Celui-ci à la même constante d'intégration t1 que l'inté-
grateur 15 et délivre ~n signal de sortie Q(t) de la forme :
~to~t 1
Q(t) ~ t J q(t)dS
to
Les signaux Q(t) et Q(t) sont liés entre eux par la formule :
Q(t) = 1 - Q(t)
L'amplificateur différentiel 18 fournit en sortie un signal r(t) égal
à :
(1) r(t) = Q(t) - Q(t) _ 1 - 2 Q(t)
L'autocorrélateur à coïncidence de signe 30' de l'égaliseur automatique
représenté à la figure 2 comporte :
- un limiteur absolu 21 disposé en entrée,
- un multiplicateur 22 à deux entrées chacune connectée à la sortie
du limiteur absolu 21, l'une directement, l'autre par l'intermédiaire d'un
circuit à retard 23,
- le circuit à retard 23~
- et un intégrateur 25 connecté à la sortie du multiplicateur 22.
Un signal s(t) appliqué à l'entrée de l'autocorrélateur à colncidence
de signe est reçu par le limiteur ab2olu 21 qui délivre en sortie un 9i-
~nal u2(t). Ce signal est, par définition, un signal binaire égal à +1 si
s(t) est positif et à -1 dans le cas contraire. Le signal u2(t) est appliqué
sans délai sur une entrée du multiplicateur 22 et avec un délai~ sur l'autre.
Il en résulte, er; sortie du multiplicateur 22, un signal p(t) qui est lié
4 ~L~L3~
à celui q(t) de la porte logique "ou exclusif" 4 du circuit précédent par
la ~or~ule :
ptt) = 1 - 2q~t)
L'intégrateur 25 dont la constante de temps d'intégration est t1,
délivre sur sa sortie un signal P(t) lié au signal p(t) par la formule :
~(t) _ 1 J 0 1 p(t)dt (p(t) ~1)
1 to
Le~ signaux P(t) et Q(t) sont liés par la même relation que p(t) et
q(t) :
P(t) 1 - 2 Q(t)
On en déduit d'après la relation (1) gue les autocorrélateurs à coinci-
dence de signe des égaliseurs automatiques représentés aux ~igures 1 et
2 ont le même signal de sortie P(t).
Les circuits à retard 13 et 23 qui ne traitent que des signaux binaires
peuvent être réalisés à l'aide de registres à décalage comportant n bascules
et fonctionnant à une ~réquence n/~ , n étant ur. nombre ertier choisi de
manière à réaliser un compromis acceptable entre le prix des registres et
la précision des autocorrélateurs.
Les intégrateurs 15, 16, 25 peuvent être réalisé~ à l'aide de filtres
passe-bas de constante de temp~ t1.
Les filtres de prédistorsion 20, 20' utilisés dans les égaliseurQ
automatiques 1,1' représentés aux ~igures 1 et 2 doivent être tels que la
distorsion qu'ils créent puisse être corrigée, au moins en partie par les
reseaux d'égalisation variable 10,10'. Ils simulent avantageusement une
cèrtaine longueur de la voie de transmisQion utilisée. Dans le cas d'une
voie de transmission se comportant comme un filtre passe-bas ils peuvent
être constitués, comme on le verra par la suite, par des filtres passe-bas
ayant une fréquence de coupure égale à 1/4T (T étant l'intervalle de temps
unité de la transmission numérique synchrone considérée).
Les circuits de correction 19,19' qui assurent la stabilité des asser-
3. vissements peuvent être réalisés à l'aide de filtre passe-bas.
Il a été constaté expéri~entalement que les égaliseurs automatiques
décrits relativement aux figures 1 et 2 avaient des facultés d'adaptation
particulièrement bonnes lorsque le retard ~ des circuits à retard 13 et
23 était choisi égal à un multiple entier de l'intervalle de temps unitaire
de la transmission numérique synchrone con~idérée et que la durée d'intégra-
tion t1 était prise grande devant l'intervalle de temps ~nitaireO
On peut expliquer cette propriété par le ~ait que le signal fourni
~ 5
3~
par les asserviss~tents pour le réglage des réseaux d'égalisation variable 10,10'
représente d'une manière beaucoup plus exacte la distorsion linéaire affectant
le signal égalisé que les signaux utilises à cette même fin dans les égali-
seurs auto~tatiques de l'art antérieur.
S Pour décrire le ~onctionnement des asservissements des égaliseurs
automatiques décrits relativement aux figures 1 et 2 on va montrer que,
grâce à leur autocorrélateur à co1ncidence de signe, leur signal de sortie
eqt représentatif des écarts entre la durée d'un intervalle de temps séparant
les passages par zéro consécutifs du si~tal de sortie s(t) du filtre de
prédistorsion 20,20' et la durée T, puis, grâce à un exemple simple, que
ces écarts sont les premiers affectés par les distorsions linéaires subies
par un signal de transmission numérique synchrone.
On considère un signal s(t) comportant des passages par zéro séparés
par un intervalle de temps T~. Un exemple de signal de ce type appliqué
à l'entrée du limiteur absolu 21 du schéma de la figure 2 peut être, si
l'on choisit pour origine des temps un passage par zéro de ce signal
s(t) = sin ~r T
Le signal u2 (t) en sortie du limiteur absolu 21 s'exprime par
2(t) = sgn s(t) = sgn sin ~ t
~O La valeur du retard r apporté par le circuit 23 étant prise égale
à T, les deux signaux appliqués au multiplicateur 22 sont alors :
sgn sir.~ T~ et sgn sinl' T~
Le signal de sortle p(t) du multiplicateur 22 est donc égal à
p(t) ~ sgn sin~ T~ sgn sin pt T,T
= sgn (sin~ T' sin~ T' )
= sgn (cos~ TT,- cos ~ T' )
L'étude de l'expression précédente montre que la parenthèse est toujours
négative lorsque T est égal à T' sat~ pour les valeurs partict~ières de
t telles que cos~ 2t T,T = 1 pour lesquelles elle est nulle.
``` 11~3;~
En dehors de ces valeurs partioulières de t, on a :
p(t) = ~ 1
Il en résulte qUe la valeur moyenne p'tt) dU ~ignal p(t) prise sur
une durée quelconque est égale à -1.
Un raisonnement similaire à c~lui utilisé pour T/T' _ 1 montre que
pour T/T' = O et T/T' = 2, la valeur moyenne p'(t) du signal p(t) est égale
- à ll.
Pour des valeurs de T/T' différentes d'un nombre en.tier, p(t) est
une fonction périodique de période T', la valeur moyenne p'(t) de p(t) peut
de ce fait se calculer sur une durée qui est un multiple entier de T~ et
en particulier sur une durée T'. Pour des valeurs non entières de TJT' com-
pri~es dans les intervalles (0,1) et (1,2), la parenthèse de l'expression
de p~t) est positive une partie du temps et p'(t) est supérieur à -1. On
.peut montrer que p'(t) varie linéairement de -1 à ~1 lorsque le rapport T/T'
varie de 1 à O et de 1 à 2.
Le calcul précédent reste valable dans lthypothèse où les intervalles
d~ temps séparant les zéros congécutifs du signal d'entrée s(t) sont tou~
~gaux à la valeur T' sur le temps d'intégration t1~ supposé grand devant
. l'intervalle unitaire T. Le sigpal P(t) présente dono dans cette nouvelle
hypothèse les mêmes variation~ par rapport à T/T' que celles trouvées pour
le si~nal p'(t) dans l'hypothèse précédente.
La figure 3 représente soit les variations du signal p'(t) en ~onction
du rapport T/T' dans le cas où T' est considére comme un intervalle de te~ps
separant deux zéros consécutifs du signal d'entrée s(t), soit les variations
du sienal P(t) en fonction du rapport T/T' dans le cas où T' est considéré
comme la valeur de chaque intervalle de temps séparant les zéros consécutifs
du signal d'entrée s(t) sur une durée t1~ lesdits intervalles de temps étant
supposé Q identiques.
On déduit de la figure 3 que le signal p'(t) n'est minimal que lorsque
30 ~ T est égal à Tt et que sa valeur est indépendante du signe de ltécart entre
T et T'. La durée d'intégration t1 étant grande devant l'intervalle de temps
unitaire T ces propriétés sont également valablespour le signal P(t). Ce
dernier n'est donc minimal que lorsque les intervalles de temps T' séparant
leq zéros cor~écutiPs du signal d'entrée s(t) sont chacun directement égaux
à T. L'écart du ~ignal P(t) par rapport à sa valeur minimale est représentatif
de la valeur moyenne des écarts, pris en valeur absolue, des intervalles
de temps T' par rapport à l'intervalle de tamps T ou, plus simplement de
la régularité des passaOes par zéro du signal d'entrée 9(t).
Les durées des intervalles de temps entre les zéros consécutifs d'un
signal de transmission numérique synchrone sont les premières a~fectées
par les distorsions linéaires. On peut le montrer par le ¢alcul, dans l'hypo-
thèse simplifiée où l'on assimile la voie de transmission et le réseau d'égali-
sation à un filtre passe-bas ideal à spectre rectangulaire ayant pour fréquence
de coupure 1~2T" et où l'on suppose que le signal d'émission ~(t) est une
impulsion isolée à spectre rectanO~ulaire de largeur 1/2T.
La réponse impulsionnelle h(t) de la voie de transmission et du réseau
d'égalisation est de la forme :
sin ~ T"
h(t) = K1 t K1 constante
Le signal d'émission f(t) est de la forme :
sin ~ T
f(t) - K ---~ K2 constante
Le signal g~t) obtenu en réponse, à la sortie du réseau d'égalisation,
est égal à la conYolution de la~réponse impulsionnelle h(t) par le signal f(t).
t +oo
g(t) =\ ~(~ ) h(t- ~ ) d~
/--oo
d'où
g(t) = K1 K2 J sin ~ T Slr r~ t-~" d~
~ g(t) = K1 K2~ sin~ ct avec c = Min ~T iT~)
20L'expression précédente montre que le signal reçu g~t) est identique
au qignal émis si T" est inférieur ou é~al à T. Dans ce cas le signal transmis
n'a subi aucune distorsion et conserve en réception des passages par zéros
~séparés de l'intervalle de temps unitaire T. Par contre si T" est supérieur
à T le signal transmi_ subi une dist~orsion car il perd une partie des fré-
quences supérieures de son spectre. L'espacement de ses passages par zéro
e_t modi~ié et devient T".
En restant dans l'hypothèse précédente, et en omettant le ~iltre de
prédistorsion 20,20' on obtiendrait en sortie de l'autocorrélateur à co~nci-
dence de siO~ne 30,30' un signal P(t) qui resterait minimal tant que la ~réquence
8 ~ ~
de coupure 1/2T" resterait supérieure à 1/2T et qui tandrait linéairement
vers un maximum +1 atteint lorsqu'il n'y a plus aucun pas~age par zéro dans
la période d'intégration. La figure 4 est une courbe qui représente la varia-
tion du signal P(t) en fonction de la fréquence de coupure 1/2T" évaluée
par rapport à l'intervalle de temps T.
Le calcul précédent montre donc, pour un signal d'émission formé d'une
impulsion isolée à spectre rectangulaire et une voie de transmission égalisée
a~similable à un filtre passe_bas idéal, que la distorsion linéaire due
à la voie de transmission affecte les intervalles de temps entre les zéros
qucce~sifs du sigpal reçu. L'expérience et la simulation sur ordinateur
con~irment que ce résultat reste valable lorsque la voie de transmission
est un ~iltre réel et que le signal d'émission est un signal numérique synchro~
ne d'intervalle de temps unitaire T, constitué par une succession aléatoire
d'impulsions élémentaires ayant un spectre quelconque. Elles montrent égale~ent
~que les distorsions linéaires ont un effet cumulatif sur les écarts, pris
en valeur absolue, entre l'interYalle de temps unitaire T et les intervalles
de temps séparant les zéros consécutifs du signal reçu. Il en va de même
lorsque l'effet de la voie de transmission n'est pas une distorsion d'ampli-
tude mais une distorsion du temps de propagation de groupe a~ectant une
partie du spectre de fréquence du signal émis.
Le filtre de prédistorsion 20,20' évite la difficulté que présente
un asservissement sur un extremum de la tension P(t) et permet d~obtenir
un signal d'asservissement qui change de signe lorsque l'égaliseur automatique
1,1' s'écarte de son réglage optimal. Il a pour rôle, lorsque l'égaliseur
autcmatique compense exactement la voie de transmission, de creer des modi~i-
¢ations dans les intervalles de temps séparant les zéros successifs du sign~l
appliqué à l'autocorrélateur à coincidence de signe, qui conduisent à une
valeur du signal P(t) nulle. C me le montre la ~igure 4, il peut être réalisé
à l'aide d'un filtre passe-bas ayant une fréquence de coupure égale à 1/4T.
Pour que le signal P(t) puisse évoluer de part et d'autre de sa valeur nulle9
il est nécessaire que le réseau d'égalisation variable 10,10' puisse égaliser,
au moins en partie le filtre de prédistorsion 20, et 20'. Il faut donc que
ce dernier n'effectue pas une coupure trop franche.
On peut, sans sortir du cadre de l'invention, modifier certaines disposi
tions ou remplacer certains moyens par des moyens équivalents. On peut notam-
ment utiliser, dans les autocorrélateurs à coïncidence de signe, de~ circuits
à retard 13,23 ayant pour délai z un multiple entier de l'intervalle de
temps unitaire d'ordre supérieur à 1.
