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~;~7`~3
DISPOSITIFDE~ECEPTIONRADAR
ETRADARCOMPORTANTUN TEL DISPOSITIF
La présente invention concerne un dispositif de réception
radar et les radars comportant de tels dispositifs.
Généralement à la réception et après transposition en fré-
quence intermédiaire du signal reçu, la technique habituellement
utilisée dans les traitements radar consiste à réaliser un filtre
adapté à la forme de l'onde émise. Un filtre adapté permet de
maximiser le rapport signal/bruit thermique, car sa fonction de
transfert est identique à la conjuguée de la transformée de Fourier
complexe de la forme d'onde émise. Les diverses réalisations de
filtres adaptés s'approchent plus ou moins du filtre idéal et son~ pour
cela plus ou moins complexes suivant le type de radar.
Dans le cas de radars non cohérents (c'est-à-dire les radars
pour lesquels on n'utilise pas les rela tions de phase entre échos
successifs d'un même train d'irnpulsions), on utilise un filtre de
bande adaptée à la durée d'impulsion du signal émis et centré sur la
fréquence intermédiaire du récepteur
Dans le cas des radars cohérents on utilise un ensemble de
portes de distance de durée égale à la durée d'impulsion et couvrant
l'ensemble du domaine en distance. Chaque porte est suivie d'un
banc de filtres de fréquence dans le cas spécifique des radars
Doppler. Le traitement consiste ensuite à comparer l'amplitude des
signaux de sortie du filtre adapté, éventuellement après intégration
des amplitudes correspondant à quelques cycles de filtrage, à un
seuil qui permet de décider s'il y a alarme, c'est-à-dire présomption
de l'existence d'une cible dans le quantum considéré (distance,
vitesse, distance-vitesse suivant le type de radar), le nombre de
fausses alarmes devant rester très faible.
La plupart des radars modernes, notamment les radars aéro-
portés, sont ambigus soit en distance, soit en vitesse, soit à la fois
en distance et vitesse ce qui est le cas des radars à moyenne
fréquence de répétition (MFR). La levée d'ambigulté des paramètres
ambigus est réalisée par modifications séquentielles périodiques de
la forme d'onde émise, qui s'obtiennent en général par des variations
continues ou discontinues de la fréquence de récurrence ou de la
fréquence porteuse émise. La période de ces séquences doit etre
suffisamment courte pour qu'il en res~e au moins une pendant le
temps d'illumination d'une cible. Certains types d'échos ou signau-~
indésirables dont les caractéristiques sont très différentes des échos
utiles (échos diffus de sol, cibles à vitesse ou distance non vraisem-
blable) sont éliminés par des dispositifs spécifiques.
- L'architecture de principe, basée essentiellement sur la réali
15 sation du filtre adapté classique, bien qu'optimisée pour la détection
d'une cible dans un environnement de bruit blanc à large bande,
présente des inconvénients lorsque l'environnement hostile n'est plus
du bruit blanc. En effet le filtrage fait perdre des informations
contenues implicitement dans le signal recu et les moyens mis en
20 oeuvre ultérieurement dans le traitement du signal filtré ne peuvent
en aucun cas permettre de retrouver ces informations.
La présente invention a pour objet un dispositif de réception
apte à prendre en compte des informations contenues implicitement
dans le signal reçu et qui auraient été perdues par les techniques
25 classiques du filtrage adapté. Bien que, théoriquement, ce dispositif
diminue le rapport signal/bruit thermique, la dégradation des perfor-
mances globales du radar est en général nulle ou faible vis-à-vis d'un
radar équipé d'un dispositif de traitement classique.
La présente invention vise un dispositif
de réception radar pour trai-ter un signal reçu
ayant une ~réquence porteuse Eol ledit dispositiE
comprenant:
~ 2 7~ .3
- A voies de réception recevant chacune ledi-t signal reçu;
- des moyens de transposition de fréquence et de fil-trage,
dans chacune desdi-tes voies, pou:r traiter une par-tie du
spectre du signal re,cu centree sur une fréquence porteuse
difEérente dans chaque voie et appar-tenan-t audit spectre
du signal re,cu et pour fournir un signal vidéo correspon-
dan-t; et
- des moyens de traitement pour recevoir lesdits signaux
vidéo et pour fournir un signal de sortie trai-té contenant
des informa-tions sur l.edit signal reçu.
D'autres particularités et avantages de l'inven-
tion apparaitron-t clairement à la lecture de la description
suivante et faite en regard des figures du dessin annexé
sur lequel:
- la Eigure 1, représente le schéma général cl'une
première varian-te de réalisation du dispositiE selon l'in-
vention;
- la Eigure 2, représente le schéma général d'une
deuxième variante de réalisa-tion du disposi-tif selon l'in-
vention;
- la figure 3, représen-te un premier schéma de
réalisation particulière selon la Eigure 2;
- les figures 4, 5, 6, représentent les spectres
des signaux obtenus et les fonc-tions de transfert des fil-
tres pour différents cas;
- la figure 7, représente un deuxième schéma
de réalisation particulière selon la figure 2;
- la figure 8, représente un schéma général de
réalisation du circuit de traitement 10;
- la figure 9, représente une première réalisa-
tion particulière du circuit 10;
- la figure 10, représente une deuxième réalisa-
tion particulière du circuit 10 avec un premier mode de
réalisation du circuit extracteur 22;
- 3a -
~ ~7f~
- les ~igures 11, 12, 13, représentent diEférents
modes de réalisation du circui-t extracteur 22 relatifs
à la réalisation représentée sur la figure 10;
- la Eigure 14, représen-te un premier mode de
réalisation d'un circuit de mesure selon la figure 10 per-
mettant de lever l'ambigui-té vitesse;
- la figure 15, représente un deuxième mode de
réalisation d'un circuit de mesure selon la figure 10 per-
mettant de lever l'ambibuité distance.
. Le dispositiE de réception selon l'invention
es-t destiné à traiter le signal de réception dans un radar
par exemple après la transpo-
/
~.'
,
: .
3~3
sition en fréquence intermédiaire de ce signal.
On a représenté sur la figure 1, le schéma général d'une
première variante de réalisation du dispositif selon l'invention.
Le dispositif comporte une pluralité de voies de réception dont
trois seulement ont été représentées 1, 2, 3. Ces voies reçoivent
tou tes en parallèle le signal après -transposition de fréquence et
ayant pour fréquence porteuse après transposition9 la fréquence f0.
Chacune des voies comporte un filtre spécifique 4, 5, 6 centré sur
une fréquence fa; a est un indice caractérisant le numéro de la
voie, a = 1, 2, . . . A, si A est le nombre de voies. Tous les filtres ont
la meme bande passante qui est celle du fil~re adapté. Seule la
fréquence centrale est décalée f'l = fo + Alf~ f'2 = fo + ~2f etc -
Le filtre 4 est donc centré sur une fréquence f'l comprise dans le
spectre du signal reçu et sa bande passante est celle du filtre
adapté, soit 1 environ. Le filtre 5 est centré sur une fréquence f'2,
le filtre 6 est centré sur une fréquence f'3. Ces filtres ne sont pas
centrés sur la fréquence porteuse du signal reçu qui est f0 la
fréquence de transposition ou fo + fdo~ fd0 étant la fréqUence
Doppler correspondant à la fréquence centrale f0 dans le cas de
détection d'une cible mobile. Ces filtres sont centrés sur une
fréquence qui se trouve dans le spectre de ce signal.
Les signaux de sortie des filtres 4, 5, 6 ont respectivement
~,f ~,f A f
pour fréquence centrale la fréquence fo + 2 ~ fo ~ 2 et f0 t 3 .
Ces fréquences sont donc les fréquences porteuses des signaux de
sortie des filtres.
Chaque voie a donc une fréquence porteuse distlncte appar-
tenant au spectre du signal reçu, il n'est pas exclu que l'une de ces
fréquences porteuses soit égale à la fréquence f0. L'écart entre les
fréquences porteuses et la fréquence centrale f0 doit être de l'ordre
de 2 ou T est la durée d'une impulsion émise afin de ne pas trop
dégrader le rapport signal à bruit; des valeurs telles que 43T OU T
sont acceptables.
Des mélangeurs 7, 8, 9 recevant respectlvement un signal à la
~.f ~,f
fréquence fl~ f29 f3 telles que fl = fo + 2 ~ f2 0 2
~3f
f3 = fo + 2 permettent de débarasser le signal entrant de ces
fréquences porteuses. On obtient donc à la sortie de chacune des
5voies 1, 2, 3 respectivement les si~naux sl, s2, s3. Un dispositif de
traitement et d'exploitation 10 permet de prendre en compte les
signaux de sortie des diverses voies pour effectuer le tri entre les
échos désirés et les signaux parasites d'origine diverse selon le type
cle radar utilisé.
10Sur la figure 2 on a également représenté un schéma général
d'une deuxième variante de réalisation du dispositif de réception
selon l'invention.
Le dispositif comprend de la même façon une pluralité de
voies de réception ~A voies) en parallèle dont trois seulement on-t
15été représentées. Ces voies re~oivent le signal après transposition
de fréquence et ayant pour fréquence porteuse après transposition la
fréquence f0. Le signal entrant sur chaque voie a une fréquence
égale à f0 ou à fo + fd~ clans le cas d'une détection de cible mobile.
Chaque voie comprend un mélangeur respectivement 12, 13, 14
20permettant d'e-ffectuer une transposition de fréquence de valeur
f, soit Qlf pour la première voie, ~2f pour la deuxième voie et
a3f pour la troisième voie (a représentant l'indice du numéro de la
voie correspondante).
Chaque voie comprend également un filtre 15, 16 et 17, ces
25filtres étant désadaptés vis-à-vis du signal entrant puisqu'ils sont
centrés autour de la fréquence f0, la largeur de ces filtres étant
égale à ~f égale à T . Les signaux de sortie issus de chaque filtre ont
donc une fréquence porteuse égale à respectivement à f
Q2f ~3f
fo ~ 2 ~ fo + 2
30Chaque voie comprend ensuite des mélangeurs 18, 19, 20 qui
reçoivent respectivement les signaux de sortie des filtres 15, 16, 17
3~
et des signaux ayant pour fréquences porteuses fl, f2, f3 telles que
fl soit égale à fo + 2 ~ f2 soit égale à fo -~ 2 et f3 g
fo + 2 . Ces mélangeurs permettent donc de débarasser le signal
des fréquences porteuses fl, f2, f3. Les signaux vidéo 11, 12, 13
issus de chacune des voies sont ensuite traités dans le circuit de
traitement 10. Ce deuxième mode de réalisation présente l'avantage
de pouvoir utiliser le matériel déjà existant dans les radars à savoir
les filtres de fréquence cen~rale fO, adaptés à la fréquence intermé-
diaire de réception.
Sur la figure 3 on a représenté un premier schéma d'une
réalisation particulière selon le deuxième mode de réalisation repré-
senté sur la figure 2.
Dans cette réalisation on a choisi un nombre de voies égal à
deux, les fréquences de translation de chacune de ces voies étan-t
symétriques par rapport à la fréquence centrale fo cles filtres, soit,
de la fréquence porteuse du signal d'entrée du dispositif de
réception. Les impulsions reçues centrées à la fréquence f~ sont
décalées en fréquence de - Qf dans la première voie et de + Qf dans
la deuxième voie. Le signal est ensuite filtré dans les filtres 15 et 16
qui sont des filtres adaptés à la fréquence centrale fO, les signaux de
sortie correspondants sont s'1 et s'2. Le spectre de fréquence de ces
signaux est le produit des spectres du signal d'entrée et de la
conjuguée de la fonction de transfert du filtre. Si on s'intéresse dans
un premier temps au cas d'une impulsion rectangulaire à fréquence
porteuse fixe les spectres de s'l et s'2 sont donc respectivement
donnés par les relations:
sin 1r (fo-f)T sin ~r (fo-~f-f)T
Gl (f) Ir(fO-f)T Ir (fo
sin ~T (fo-f)T sin lT (fo+Af-f)T
2 ~ (fO-f)T 7r (fo+~f-f)T
Dans les radars classiques où l'écart de fréquence Qf est nul,
on obtient le spectre Go(f) donné par la relation:
~ sin T ~fO-f)~l 2
Les mélangeurs 18 et 19 permettent de supprimer les fré-
quences fl et f2, fl étant égale à fo ~ Q2f et f2 étant égale à fo ~ ~2f
afin d'effectuer le traitement ultérieur.
Sur les figures 4, 5 et 6 on a représenté le spectre ~1~ G2 du
signal de sortie des filtres 15, 16 ainsi que le spectre du signal de
sortie d'un filtre adapté centré sur la fréquence f0, Go~ On a
également représenté les fonctions de transfert des filtres respecti-
vement Hl, H2, Ho~ Sur la figure 4 on a choisi un ~f, c'est-à~ire
l'écart de fréquence entre la fréquence fl et f2 égal à 4IT; sur la
figure 5 on a choisi un af égal 21T et sur la figure 6, ~f = ~3T' On
constate pour le mode de réalisation représenté sur la figure 3 dans
lequel les fréquences f I et f2 sont symétriques par rappor t à la
fréquence centrale f0 que les fonctions Gl et G2 sont symétriques
respectivement par rapport à fo - ~2f et fo ~ ~2f e-t ont leur
maximum pour ces valeurs de f:
Gl (f)max G2 (f)max ~f
rr 2 ~
On constatera que pour des valeurs de ~f de l'ordre de
grandeur de 21T ~ les spectres Gl et G2 sont suffisamment disjoints
et que leur forme est très voisine de Go~ Leur largeur spec~rale
notamment est très voisine de celle de Go~ ce qui préserve le
pouvoir de résolution en distance. Des valeurs Af <<2IT sont utili-
sables, mais présentent moins d'intérêt. Des valeurs ~ > 2IT sont
également utilisables, si le rapport signal/bruit thermique reste
suffisant. Tout se passe donc au niveau de chaque impulsion reçue
comme si on disposait de deux radars identiques rigoureusement
synchrones et décalés en fréquences de deux fois ~2f égale à ~f; la
fréquence porteuse du signal s'l à la sortie du filtre 15 (ou fréquence
. . ~
,:
' ;
.
~27~
centrale du spectre) étant fl avec fl = fo~ 2 et 1 q
porteuse du signal s'2 à la sortie du filtre 16 étant f2 avec~
f2=fo+ 2-
Sur la figure 7 on a représenté une réalisation particulière
selon la figure 2 relative à un deuxième type d'émission-réception.
Cette réalisation est relative au cas ou l'on émet des trains
d'impulsions cohérentes à fréquence porteuse fixe et à fréquence de
récurrence fr. Comme dans le cas des radars cohéren~s classiques où
la fréquence de transposition intermédiaire doit être très stable, on
doit choisir des fréquences de transposition fl et f2 suffisamment
stables. Dans cette réalisation l'écart entre les deux fréquences
centrales fl et f2 est choisi égal à 2Kfr où K est un nombre entier.
On effectue donc à l'aide du premier mélangeur 12 une translation
de la frequence du signal reçu f0 de la valeur ~f égale à - 21Cfr; de
la même Eaçon on effectue une translation à l'aide du mélangeur 13
de la fréquence du signal re~u f0 d'une valeur égale à ~f = 2Kfr.
Les filtres 15 et 16 permettent ensuite d'obtenir le spectre
autour des fréquences centrales f0 - Kfr et ft~ ~ Kfr. Les mélangeurs
18 et 19 permettent ensuite de supprimer la fréquence porteuse ou
fréquence centrale fl, f2, fl étant égale à f0 - Kfr et f2 étant égale
à f0 + ICfr. Un synthétiseur de fréquences 20 fournira par exemple
les fréquences de référence fr ~ 2Kfr, f0 - Kfr et f0 + Kfr et de
préférence également la fréquence intermédiaire f0 (qui représente
l'écart constant entre la fréquence d'émission et l'oscillateur local
hyperfréquence de réception).
Dans toute la description précédente on a négligé l'effet
Doppler d~ aux cibles mobiles. En effet on a considéré le cas des
échos d'une cible fixe, c'est~-dire, des échos pour lesquels il n'y a
pas de variation de distance, le signal reÇu étant le signal émis
retardé d'une valeur ~0.
Dans le cas d'une cible mobile le signal reçu est entaché d'une
fréquence Doppler fd0. Si on considère que Vr est la vitesse radiale
3L~7~t~
de la cible et f la fréquence d'émission, la fréquence de réception
e 2V 2V 2V
f'e sera égale à fe (1 + C ) soit fe + fd0 ~ f r = fr (1 + C )' C
étant de l'ordre de 10 5 pour les cibles usuelles les plus rapides, on
prendra donc l'approximation f'r = fr; par ailleurs la fréquence
centrale f0 devient f'0 = fo + fd0, l'ensemble des deux spectres ~1 et
H2 est donc décalé de fd0 vers la droite ou vers la gauche suivant le
signe de Vr par rapport au spectre Ho et les fréquences centrales de
Gl et de G2 sont respectivement fl = fo ~ ~2f ~ d2 et
f2 = fo + ~2f + d2 Les amplitudes de Gl et G2 deviennent dans ce
cas légèrement différentes. En prenant des valeurs de fd0 qui ne
dépassent pas environ 10% de ~, les variations répercutées sur sl et
s2 diffèrent de moins de 5%.
L'apparition de fréquences Doppler ne change en rien le prin-
cipe de l'invention, car ses fréquences sont très faibles vis-à-vis de
la fréquence porteuse, il y a sensiblement la mêrne énergie autour
des fréquences de transposition fa et fa ~ fd0-
La figure 8 représente le schéma général de réalisa tion du
circuit de traitement lOo
Ce circuit 10 est apte à recevoir les signaux vidéo provenant
de chaque voie 1, 2, . . . A. On se limitera pour simplifier au cas de
deux voies 19 2. Les signaux vidéo sl et s2 sont traités par un circuit
de traitement Doppler 21 qui est par exemple réalisé à l'aide de
transformateur de Fourier. Les signaux issus du traitement Doppler
sont traités par un circuit extracteur 22 permettant d'appliquer des
critères de décision de détection selon l'exploitation désirée caracté-
risant le type du radar. Le circuit 22 comprend des opérateurs 23
permettant d'appliquer des critères de détection suivis de circuits
comparateurs 24 permettant d'appliquer des critères de décision de
détection. Le circuit extracteur 22 est suivi d'un circuit de mesures
25 permettant de mesurer la vitesse et/ou la distance des cibles
détectées. Les circuits 21 à 25 permettent d'exploiter les infor-
mations issues de chaque voie et de les associer pour obtenir une
3~
mesure rapide des paramètres (distance, vitesse) des cibles et/ou
d'effectuer un tri entre les échos désirés et les signaux parasites.
La Eigure 9 représente un premier exemple de réalisation du
circuit de traitement 10. Ce circuit permet pour un radar à basse
fréquence de récurrence, et donc ambigu en vitesse, de mesurer la
vitesse radiale des cibles.
Ies signaux S1 et S2 peuvent être soit des impulsions consi-
dérées individuellement soit des signaux issus de filtres Doppler
correspondant à l'intégration cohérente des trains d'impulsi~ns. Dans
cet exemple de realisation les signaux Sl et S2 sont issus de filtres
Doppler et sont obtenus par transformée de Fourier discrète à l'aide
de l'opérateur 21. Ce circuit est suivi d'un circuit extracteur 22 qui
comprend les opérateurs 23 et 24.
A l'aide de l'opérateur 23 on effectue une mesure de la
di-fférence de phase entre les deux voies, ~ 2~ qui permet de
mettre en évidence une mesure de l'écart de fréquence Doppler pour
un radar cohérent (d'impulsion à impulsion ou entre cycles de
filtrage successifs). En efEet les phases des signaux Sl et S2 sont:
~1 = 27r fel To + ~Pol avec fel = fe 2
'P2 = 2~r fe2 ~o + (P02 avec fe2 = fe + 2
2Vr. fel 2Vr. fe2
fdl C fd2 C
2V
~fd = fd2 - fdl = cr af
fe étant la fréquence porteuse émise ~P01 et ~02 étant des
phases origine connues. Les deux voies font donc appara~tre cles
25 fréquences Doppler correspondant aux fréquences d'émission fel et
fe2 telles que: fe 1
fdl = 2V C
et
fd2 = 2Vr eC
` ~'7~3~3
2V
l'écart entre les deux fréquences Doppler ~fd étant égal à Cr ~f
L'opérateur 24 permet d'effectuer la mesure de la variation en
fonction du temps de cet écart de phase Q(p. Cette mesure est donc
une mesure de l'écart de fréquence Doppler qui consistue lui-même
une mesure de la vitesse radiale Vr et qui est réalisée par le circuit
25. Cet écart de fréquence Doppler permet de mettre en évidence
une nouvelle fréquence Doppler f'd = 2Vr AC ou la fréquence d'émis-
sion serait ~f au lieu de fe~ ce qui correspond à deux mesures de Vr
très largement non ambiguës pour la plupart des cas usuels.
L'ambigulté est levée par la comparaison entre deux instants
des variations de phase sur les deux voies.
Dans le cas des radars incohérents ou agiles en fréquence
d'impulsion à impulsion ou entre cycles de filtrage Doppler suc-
cessifs les phases origine ~01 et ~P02 doivent être prises en compte à
chaque observation.
A une première observation:
A ~= 2~ afTo + ~02 ~ ~Pol
à une seconde observation:
~ = 2~r af~'O + ~P'02 ~ tP'ol
La variation de phase entre les deux instants correspondants
s'exprime par la relation:
) = 2rr af ~To + ~ ~P02 ~ ~P 01
L'ambigu~lté est levée par la comparaison entre deux instants
des variations de phase sur les deux voies en tenant compte de
~P02-~P01)
Pour les radars ambigus en distance, la levée d'ambigulté
distance est effectuée par observations successives de l'écart ~P
entre les deux voies après une faible variation de af soit ~ (af).
~7~
Soient à l'instant to~ Q ~p = 2Tr ~f To
à l'instant ~0 t l~to,
= [21r ~f ~ f)] [To + ~To]
~f étant très faible par rapport à l'uni~é.
. ~To est la variation du retard To de la cible pendant la durée
~to entre les deux observations. Alors,
= 21r C~(~f) To ~ Af~To~ f) ~To]
Le second terme 27~ ~f~To représente la part de la variation
de l'écart de phase (~(a~) due à l'existence de la vitesse radiale Vr.
Le troisième terme, du deuxième ordre par rapport aux deux
premiers est négligeable dans de nombreux cas pratiques.
On obtient donc la relation suivante:
~(~(p) = 21r [~(~f) To ~ ~flSTol
Lorsque 21r ~fôTO est faible par rapport à 2~ f)To, la
mesure de ~ ,) est une estimation de la mesure de To~ donc de la
distance de la cible.
Lorsque 2rr ~f~0 n'est pas faible par rapport à 2rr ~(~f)To, il
est nécessaire de mesurer séparément cette grandeur.
La figure 10 représente une deuxième réalisation particulière
du circuit de traitement 10 dans le cas d'un radar à moyenne
fréquence de répétition (MFR). Les radars MFR sont des radars
Doppler aéroportés de détection de cible aérienne. Ces radars
présentent l'inconvénient d'être ambigus en distance et vitesse. Ils
sont destinés à détecter des cibles volant à toutes altitudes et à
calculer la vitesse et la distance réelle.
Chacune des voies I et 2 est suivie par un opérateur numérique
de transformée de Fourier rapide (FFT en terminologie anglo-
saxonne) 30 et 31 permettant d'effectuer le traitement Doppler. La
durée d'intégration cohérente de ces opérateurs est ToJ la période de
répétition des cycles de filtrage est Te. Les cycles successifs
~271~
d'intégration de la voie 1 sont désignés Cll, C12, C13 ... ClN et
les signaux correspondants issus de l'opérateur FFT sont désignés par
Sll' 512' 513 -- SlN pour une cellule de résolution distance-
vitesse donnée, N étant le nombre de cycles pendant le temps
d'illumination de la cible. Ces signaux sont disponibles à la sortie de
l'opérateur 30 respectivement au temps Te, 2Te, 3Te ... N1-e en
prenant comme origine des temps le début du premier cycle. De la
même façon les cycles successifs de la voie 2 sont désignés par C21,
C22, C23 . . . C2N, les signaux correspondants sont désignés par S21,
S22, S23 .. ~ S2N, et sont également disponibles au temps Te, 2Te,
3Te. . . NTe.
Ces opérateurs 30 et 31 sont par conséquent aptes à délivrer le
signal correspondant à un quanta de distance et de vitesse donné. Le
nombre de quanta de distance est égal à Tl ~ I étant la durée d'une
15 irnpulsion et fr la fréquence de récurrence et le nombre de quanta
de vitesse est égal à fr To~
Le radar fonctionne alternativement d'un cycle au suivant aux
fréquences de récurrence fr et fr + ~fr. On a donc choisi deux
fréquences de récurrence très légèrement différentes d'un cycle à
20 I'autre. Ainsi les cycles de rang impair définis par les termes
généraux Cl 2n+1 et C2 2n+1 où n est un entier, fonctionnent à fr
~n=0, 1, 2 . . . N22, si N est pair), les cycles de rang pair Cl 2p et
C2 2p fonctionnent à fr + ~fr (p=l~ 2 --2) fr et fr + ~fr sont très
25 voisines ( f rde l'ordre de 10 3 par exemple~. Ce n'est que dans ce
cas que d'un cycle à l'autre le signal d'une cible change très peu de
case distance-vitesse, et donc qu'il y a très peu de couples de cases
distance-vitesse à examiner (alors que dans les radars MFR clas-
siques, les variations de fr sont beaucoup plus grandes). Les signaux
30 apparaissent par exemple dans les quanta distances numéro k (cycle
pair~ et k+2 (cycle impair) et dans le quantum vitesse numero m. On
dispose donc à la fin du temps d'illumination T, après mise en
mémoire, deux à deux des signaux élémentaires Sli et 52i (i=l, 2, 3
~7Q3:~3
14
... N) desquels on peut extraire les amplitudes en calculan-t le
module de Sli et le module de S2i (ou leur carré), les phases ~li et
~P2; les écarts de phase ~2n+1 et ~2p entre Sli et S2i~
respectivement à partir des cycles impairs et pairs.
Sur la première voie on dispose donc des signaux issus d'un
cycle de rang impair et désignés par le terme général Sl 2n+1 et
également des signaux issus d'un cycle de rang pair et désignés par
le terme général Sl 2p.
Des opérateurs 32 et 33 appartenant au circuit 22 permettent
d'effectuer respectivement la somme des modules de ces signaux et
de les transmettre à un additionneur 34 qui délivre la somme des
modules issus des deux cycles et que l'on référence ¦Sli¦. Un
comparateur 35 permet de comparer ce signal à un premier seuil de
niveau, a 1 prédéterminé et de délivrer ainsi un premier critère de
niveau Nl.
Il y a alarme si N ~1 ¦Siil al
De la meme façon sur la deuxième voie se présentent les
signaux correspondant aux cycles de rang impair et désignés par le
terme général S2 2n+1 et les signaux correspondant aux cycles de
rang pair et désignés par le terme général S2 2p. Des opérateurs 36,
37 reçoivent ces signaux et permettent de calculer les modules,
dieffectuer respectivement la somme des modules de chacun d'eux
et transmettent ces signaux à un additionneur 38 qui délivre la
somme des modules issus des deux rangs et que l'on référence S2i .
Un comparateur 39, reçoit ce signal et le cornpare à un deuxième
seuil de niveau ~2 prédéterminé et délivre un deuxième critère de
niveau N2. I~a décision de détection est fonction des critères de
niveau obtenus pour les deux voies.
N
Il y a alarme si -N i ~1 1S2il 2
3~3
Les circuits 32 à 39 constituent l'extracteur 22.
Pour faciliter la compréhension, prenons l'exemple numérique
suivant, avec une architecture de récepteur telle que représentée
par la figure 3.
fe = 10 000 MHz, T = 0,5 llS, fr = 20 kHz
~fr = 20 Hz, ~f = 1 MHz ~solt K = 25)
et ~(~f) = 2 K ~fr = 1000 Hz
Chacune des voies 1 et 2 est suivie par un opérateur numérique
de transformée de Fourrier discrète ~FFT).
lQ Le temps d'illumination d'une cible par le radar, en phase
veille, est: Ti = 50.10-3 s
La durée d'intégration cohérente est To = 2.103 s
La période de répétition des cycles de filtrage est Te ~ 3 ms.
Le nombre de cyles N pendant le temps d'illumination est donc
d'environ 16 sur chacune des deux voies: N Te = Ti
Ces valeurs correspondent à des ordres de grandeur utilisables
classiquement pour les radars MFR.
Les cycles successifs de la voie 1 sont désignés par Cll, Cl;~,
C13 . . . ClN et les signaux correspondants issus de l'opérateur FFT
par 511' S12, S13.. . SlN (pour une cellule de résolution distance-
vitesse donnée~.
Ces signaux sont disponibles aux temps: Te, 2Te, 3Te . . . NT
en prenant comme origine des temps le début du premier cycle.
De même, les cycles successifs de la voie 2 sont désignés par
C21, C22, C23 ..... C2N, les signaux correspondants par S21, S22,
S23 . . . S2N, et sont également disponibles aux temps Te, 2Te, 3Te
. . . NTe.
Le radar fonctionne alternativement, d'un cycle au suivant,
aux fréquences de récurrence fr et fr + fr.
Les cycles de rang impair Cl,2n+l et C2,2n+1 fonctio
fr(n = 0, 1, 2 . . . 7), les cycles de rang pair Cl 2p et C2 2p
fonctionnent à fr + ~fr ~P = 1, 2 . . . 8).
On dispose donc à la fin du temps Ti, après mise en mémoire,
.
~;~7~)3~3
16
de 2N signaux élémentaires Sli et S2i (i = 1, 2, 3 . . . N) desquels on
extrait:
- les amplitudes ¦Sli¦ et ¦S2i¦ ~ou leurs carrés)
- les phases ~Pli et ~P2i
- les écarts de phase ~P2n~l et a~2p entre Sli et S2i, dont
l'utilisation sera différen te suivant qu'ils proviennent de la
cornparaison de signaux issus de cycles impairs ou pairs.
Dans le cas choisi, il y a donc huit cycles pairs et huit cycles
impairs pour chaque voie.
La figure 11 représente une deuxième réalisation d'un
extracteur dans lequel on cherche à définir la ponctualité spatiale
d'une cible (vis-à-vis de la largeur du quantum distance). Pour cela,
le circuit 23 permet d'obtenir par comparaison normalisée des
amplitudes des signaux apparaissan t simul tanément sur les deux
voies sans distinction des cycles pair ou impair et après moyenne
effectuée sur le nombre N d'échantillons disponibles, un signal S que
l'on compare à un seuil a 3 prédéterminé afin d'obtenir un critère de
ponctualité spatiale. On dira qu'il y a alarme si:
¦~s I ~ IS2 1~ a3
I e circuit 23 comprend donc dans cette réalisation, un circuit
40 et un circuit 41 permettant respectivement d'obtenir les modules
des signaux d'entrée Sli et S2i1 i variant de 0 à N. Un circuit 42
permet d'effectuer l'opération de la moyenne normalisée de ces
signaux pour obtenir le signal S. Un comparateur 43 permet d'ef-
fectuer la comparaison entre ce signal S et le seuil prédéterminé 3.
Il y a alarme si N ~ ¦lS~ 52~1~ < a3
Sur la figure 12 on a représenté une troisième réalisation de
l'extracteur 22. Ce schéma permet de mettre en évidence d'autres
1L3
17
critères d'extraction que ceux qui ont été décrits à propos de la
figure 10.
Sur chaque voie 1 et 2 représentées sur la figure 12, on
considère séparément les cycles impair et pair. Deux opérateurs 50
et 51 reçoivent de la voie 1 respectivement les signaux issus d'un
cycle de rang impair désignés par le terme général Sl 2n+1 et les
signaux issus d'un cycle pair désignés par le terme général Sl 2p. De
la même façon les opérateurs 52, 53 reçoivent respectivement de la
voie 2 les signaux issus d'un rang de cycle impair S2 2n~1 et des
signaux issus de cycle pair S2 2p. Ces opérateurs permettent pour
chaque groupe considéré isolément d'élaborer la différence seconde
de la phase ô~ qui est égale à ~ 2~j 1 + 'Pj_2- Il y p
chaque groupe ( 2 ) valeurs de ~ j dont on prend la valeur absolue
et dont on fait la moyenne à l'aide respectivement des opérateurs 54
à 59. Le groupe impair de la voie 1 donne:
N-l
2 ~ 2 ~ avec j - 2n;~1 N
Le groupe pair de la voie 1 donne:
ql N2 - 2 q ¦ ~p lql avec q = 2p N
De même, les grandeurs correspondantes de la voie 2 sont:
¦ 2j I N2 ~ 2 ) ¦ 2jl
1~ 2 ~ 2 ¦
On réalise finalement pour chaque voie la moyenne de groupe:
= 2 [~ +
~'P21 = 2 ~1~ 'P2jl + I ~'P2
3~
18
et ¦~p2¦ mesurent la dispersion moyenne de l'écart de
phase entre signaux successifs d'une même voie. On établi-t ainsi un
critère de détection à partir de cette mesure décrétant qu'il y a
alarme si sur la voie 1, si ô~ I est inférieur à ~1; sur la voie 2, si
l~2lest inférieur à ~2; cll et a2 sont des seuils prédéterminés en
fonction de l'application.
Deux comparateurs 60 et 61 permettent d'effectuer la compa-
raison entre les signaux de sortie des sommateurs 56 et 59 respecti-
vement avec les seuils cll et c~2.
Sur la figure 13, on a représenté un quatrième mode de
réalisation de l'extracteur 22 pour un radar à moyenne fréquence de
recurrence.
Sur cette figure le circuit 23 comprend un opérateur 70
recevant les signaux Sl 2n+1 et S2 2n-~ 1 issus des cycles de r~ng
impair provenant des deux voies I et ~ et un opérateur 71 recevant
les signaux Sl 2p et S2 2p issus des cycles de rang pair provenant des
deux voies 1 et 2.
L'opérateur 70 permet d'extraire l'écart de phase ~p j et
d'effectuer la différence seconde de l'écart de cette phase ou phase
différentielle Q~pj entre deux signaux issus d'un cycle impair, dont
l'un provient de la voie 1 et l'autre de la voie 2.
L'opérateur 71 permet d'extraire l'écart de phase Q~q et
d'effectuer la différence seconde de l'écart de phase ou phase
différentielle Q ~Pq entre deux signaux issus d'un cycle pair, dont l'un
provient de la voie I et l'autre de la voie 2.
I:~eux opérateurs 72 et 73 permettent de calculer la valeur
moyenne sur N valeurs respectivement pour chacun des signaux issus
des opérateurs 70 et 71. Un sommateur 74 permet d'effectuer la
somme des signaux issus des opérateurs 72 et 73. Ce signal somme
est comparé à un seuil ~3 prédéterminé, à l'aide d'un comparateur
75.
Les circuits 70 à 73 élaborent les moyennes des valeurs
absolues des différences secondes (symbolisée par ~2):
1~ ~)jl = Nl - ~ 182 (~ ) ¦
q N2 ~ 2 q I q
Avec 8 2 (~ 2~ hp j-2
et 82 (~)q = ~Pq - 2~ ~q-1 + ~Pq-2
L'opérateur 74 permet ensuite de calculer la valeur moyenne
des deux groupes de signaux:
182 ~1 = 2 [~2 ~ + 1~2 (~P)ql~ '
Cette grandeur mesure la dispersion moyenne de la variation
de la phase différentielle en fonction du ternps. On décrète qu'il y a
alarme si 182 (~ o~3 Ce circuit 22 permet d'établir un critère de
ponctualité en fréquence différentielle (différence de fréquence
Doppler).
La figure 14 est un exemple de réalisation du circuit de
mesure 25 permettant de mesurer la vitesse non ambiguë et donc de
lever l'ambigulté vitesse. Dans ce cas on considère séparément les
signaux des groupes pair et impair.
Les cycles impairs permettent de mesurer la variation de la
phase différentielle entre les instants (N-l)Te et Te:
8~1 = 27r ~f dt (N-2) Te~ dt étant supposé constant
pendant la durée d'observation.
Les cycles pairs permettent de mesurer la varia tion de la
phase différentielle entre les instants NTe et 2Te:
~2 = 27r [~f + 8(~f)] dt (N-2)Te
8(~f)/~f étant très faible est négligé. Les deux grandeurs 8~p 1
et ~2 sont donc sensiblement identiques, on effectue la moyenne
'
,
79
~V de ces deux valeurs, ~V est donc égale à 2~r ~f dt (N-2)Te.
La connaissance de ~P V permet d'extraire par calcul dt et
donc la vitesse radiale estimée V' (~PV = 47rAf V').
Soi t Va l'espace entre deux ambiguîtés de vitesse du radar
(Va = 2f r ) et va la vitesse ambiguë donnée par l'identification du filtre
Doppler; m étant un nombre entier positif, négatif ou nul; on peut
calculer la vitesse réelle V. La vitesse estlmée V' permet de
déterminer m, V se déduit de l'équation:
V m Va ~ va
La valeur estimée V' de la vitesse réelle est comparée avec les
diverses valeurs discrètes possibles de V. On choisira la valeur de m
qui fournira la valeur de V la plus proche de V'.
Pour cela, on utilise par exemple, les écarts de phase A~p;
(j=2n+1) et ~pq (q=2p), ~j étant l'écart de phase entre les signaux
Sl 2n-~-1 et S2 2n+1; A~q étant l'écart de phase entre les signaux
Sl ~p et S2 2p. On obtient ces écarts par exemple à l'aide des
circuits 70 et 71 avant d'effectuer la différence seconde. Un circuit
à retard 80 retarde les signaux ~p j d'une valeur égale à (N-2)Te.
De la même façon un circuit à retard 81 retarde les signaux
Q ~Pq d'une valeur égale à (N-2)Te. Un soustracteur 82 permet
d'effectuer la différence entre le signal Q(pj retardé et le signal A~j
non retardé pour obtenir la phase ~v j. Un soustracteur 83 permet
d'effectuer la différence entre le signal ~q retardé et le signal ~pq
non retardé. Un additionneur 84 permet d'obtenir le signal ~ V
correspondant à la somme du signal ~v j et ~ V q. Un opérateur 85
permet d'extraire la valeur de V' à partir des signaux ~v, ~f, Te, N.
Un opérateur 8h permet de déterminer la case vitesse m à partir de
V', va et Va pour obtenir V.
La figure 15 représente un exemple de circuit de mesure 25
permettant de mesurer la distance et donc de lever l'ambigulté
,
.
~Z~ 3
21
distance.
I a différence de phase entre voies, mesurée à la fin d'un cycle
impair est ~'Pi = 27r ~fTo~t)
La difference de phase mesurée à la fin du cycle pair suivant
est:
q ~ ) ] [TO(t+Te) + ~ To]
On tient compte dans ce cas du terme 27r ~f~To qui représente
dans A tpq la part due à la variation de To pendant le temps Te
dTo(t)
~ 0 _ Te- dt
A~q ~ = 27r [~(~f) To(t) + Af~To]
en désignant par ~ To la variation du re tard pendant Te et en
négligeant le terme 2~ f)~TO.
Il est en effet nécessaire de tenir compte des termes 2~ ~f~T0
pour qu'on puisse calculer To(t) à partir de (a fpq - ~(pj) et de ô~f).
dTo(t) T
2Ir ~f~To = 27r ~f . dt e
peut donc être connu à partir de la mesure de V (et plus particu-
lièrement de ~
On effectue la moyenne (Pd telle que:
N/2
'Pd N p=l (~ 2p ~P2p-1 )
On désigne D, la distance réelle de la cible et par Da la
distance d'ambigu~lté du radar (Da ~ 2f )~ D = k Da + da; k nombre
entier positif ou nul, da la distance ambiguë du radar.
La valeur estimée D' de la distance réelle issue par le calcul
de la mesure de 'Pd est comparée avec les valeurs discrètes possibles
25 obtenues pour différentes valeurs de k. On choisira la valeur de k qui
fournira la valeur de D la plus proche de D'.
Pour cela on utilise par exemple, les écarts de phase ~
(j=2n+1) et ~ ~pq (q=2p) obtenus à partir des circuits extracteurs 70 et
~;Z7~3~3
71 à l'opération de différenciation.
Le signal ~j est retardée d'une valeur Te par un circuit à
retard 90. Ce signal retardé est retranché par un soustracteur 91, du
signal A~q pour obtenir le signal A~q~~tpj. Un opérateur 9Z permet
de calculer la valeur moyenne 'Pd des N valeurs,
2 N/2
~ d = N ~ q - ~j). Un opérateur 92 recevant les signaux ~d~
V et ~(~f~ permet de calculer D'. Un opérateur 94 recevant les
signaux D', da et Da permet de déterminer la case distance k et
d'obtenir la distance reelle D.
- .
