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z~ios3~
ANTENNE ACTIVE A SYNTtIESE DE POLARISATION VARIABLE
L'invention concerne des antennes actives, qui sont
constituées d'un grand nombre de sources rayonnantes
excitées par des amplificateurs hyperfréquence de puissance
en émission, ou dont les signaux reçus sont amplifiés par
des amplificateurs faible bruit à la réception. De telles
antennes sont utilisées dans des applications diverses
telles les télécommunications ou les radars ; l'invention
sera particulièrement avantageuse pour les radars. Dans le
domaine des radars en effet, l'architecture habituelle d'un
lo radar monostatique implique l'utilisation d'une voie
d'émission et d'une voie de réception qui aboutissent sur
une même source rayonnante. Habituellement, un commutateur
permet la sélection de la voie d'émission pour transmettre
un signal radar en impulsions, l'espace temporel entre les
impulsions d'ëmission étant mis à profit pour écouter, en
sélectionnant la voie de réception, les échos radar qui
reviennent de l'environnement.
Dans le domaine des télêcommunications, l'augmentation
de la demande fait que l'on cherche une meilleure
utilisation du spectre radioélectrique. Ce souci se traduit
par l'utilisation des faisceaux fins, orientables, et
parfois même polarisés pour permettre la réutilisation de
fréquences. Ces caractéristiques peuvent être réunies
avantageusement dans des réalisations d'antennes réseau.
L'invention trouvera une application dans de telles antennes
de telecommunications, concues plus particulierement mais
non-exclusivement pour l'émission.
Dans le domaine de radars multistatiques, des antennes
d'émission et de réception sont espacées les unes des
3o autres, parfois par des dizaines, voire des centaines de
kilomètres. Des antennes réseau peuvent être conçues pour
remplir les deux missions, émission et réception, ou elles
peuvent être conçues pour remplir l'une seulement de ces
deux missions. Une variante de l'invention sera applicable
pour chacune de ces possibilités.
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La conception d'antennes actives pour radars
monostatiques à considérablement évoluée ces dernières
années, et à l'état de l'art actuel, les sources rayonnantes
sont reliées à des modules actifs émission/réception (MAER
ou T\R en anglais), réalisës en technologie MMIC (Monolithic
Microwave Integrated Circuits) ou en technologie hybride.
La commutation émission/réception est généralement incluse
dans le module actif, dont un schéma de principe est donné
sur la figure 1, avec son implantation au sein de l'antenne.
La figure 1 montre schématiquement une antenne
active de radar, fonctionnant alternativement en émission
et en réception. L'alternance des fonctions émission /
réception est assurée par des commutateurs 25, 52
commandés par une horloge de synchronisation 24. Sur
cette figure 1, des polarisations orthogonales peuvent
être sélectionnées par le commutateur 26, pour la
réception comme pour l'émission. La phase et le gain
sont commandables par des moyens de commande 23, aussi
bien en émïssion~qu'en réception. Les valeurs de
commande qui seront fournies pour la commande d'une voie
de réception donnée, ne sont pas forcément les mêmes que
pour la même voie utilisée pour l'émission.
Sur la figure 1, un seul module actif
émïssion / réception est montré, comprenant le déphaseur
commandable 27 et un atténuateur commandable 28, pour
ajuster le gain du module. Cependant, il faut un module
actif par voie et, dans cet exemple, il y a m~m' voies,
chaque voie étant reliée à une source rayonnante composée
1 k
de K radiateurs élémentaires Sij à Sij ~ m' étant le
nombre de colonnes de sources, dont seule la première et
la deuxième sont (partiellement) représentées.
En mode émission, l'émetteur 21 fournit ses
signaux à un répartiteur/combineur 22, qui alimente les
modules actifs E/R. La phase et l'atténuation du signal
seront déterminées par le déphaseur commandable 27 et
l'atténuateur commandable 28, selon les instructions
z~~~s~~
données par le calculateur de commande 23. Ensuite, les
commutateurs 25 et 52 seront commandés par l'horloge 24
pour engager la voie de puissance, et le signal sera
amplifiê par l'amplificateur de puissance 29, avant
d'être envoyé sur les sources rayonnantes Sil.
En mode réception, le récepteur 31 reçoit les
signaux du combineur/répartiteur 22, qui sont acheminés
par les modules actifs E/R. Dans les modules E/R, les
signaux provenant des sources rayonnantes Sil sont
commutés par les commutateurs 25, 52 sur la voie
réception et traversent un amplificateur faible bruit 30.
.Ensuite, le déphasage et l'atténuation sont appliqués par
le déphaseur commandable 27 et l'atténuateur
commandable 28, commandés par le calculateur de
commande 23.
Cette confïguration permet le balayage électronique du
faisceau, en émission et en réception grâce aux déphaseurs
commandables. Les faisceaux peuvent également être formés,
par exemple avec des flancs raides et des lobes secondaires
faibles, pour amêliorer les performances de l'antenne quant
aux ambiguïtés d'échos, et en prêsence de sources de bruit,
grâce aux déphaseurs et atténuateurs commandables.
Finalement, grâce aux commutateurs 26, l'une des deux
polarisations orthogonales peut être sélectionnée,
intéressant pour le radar car le signal utile et le bruit
présentent des variations différentes selon la polarisation,
ce qui permet une optimisation du rapport de signal sur
bruit en agissant sur la polarisation.
En effet, les performances d'un radar sont
caractérisées essentiellement par un bilan de liaison qui
détermine le rapport signal utile sur bruit indésirable.
Les termes qui dépendent de la partie hyperfréquences du
radar sont les suivants
M = N ~ Pe - Le + De + Dr - Lr - FB ; ou
M est le facteur de mérite de l'antenne ;
N est le nombxe d'amplificateurs de puissance ;
Pe représente la puissance émise par chaque
amplificateur
Le représente les pertes après le (ou les)
amplificateurs) de puissance ;
De et Dr représentent les directivités des diagrammes
générés par le réseau des éléments rayonnants,
respectivement en émission et en réception ;
Lr représente les pertes avant le (ou les)
amplificateurs) faible bruit en réception ;
FB représente le facteur de bruit de la cha3ne
réception. Si le gain du premier amplificateur faible bruit
est suffisant, le facteur du bruit de la chaS.ne de réception
est pratïquemet égal au facteur du bruit de l'amplificateur
faible bruit.
I1 en ressort que, pour avoir le meilleur facteur de
mérite, on cherche à minimiser les pertes et le facteur de
bruit de la chaîne de réception, tout en optimisant la
puissance émise et la directivité des diagrammes de
rayonnement. Pour une puissance élémentaire Pe donnée d'une
source du réseau, les directivités ainsi que le terme en
N~Pe peuvent être optimisés avec un plus grand nombre de
sources.
Les sources élémentaires, dans le cadre de la présente
invention, sont des êléments rayonnants capable de fournir
un rayonnement polarisé, dont la polarisation peut prendre
au moins deux valeurs orthogonales , par exemple horizontale
(H) et verticale (V), ou encore polarisations circulaires
droite et gauche (D, G).
Les cornets à embouchure carrée, circulaire ou
hexagonale sont des éléments rayonnants qui peuvent générer
des polarisations H ou V. Ils sont particulièrement adaptés
aux antennes de forte puissance ou la masse n'est pas un
élément critiqué.
Les éléments rayonnants imprimés ( connu de l' homme de
métier par le nom en anglais "patch") sont des pavés
métalliques photogravés sur un mince substrat diélectrique
~110~3~
présentant des faibles pertes hyperfréquence. Ils
permettent la réalisation de panneaux rayonnants comportant
un grand nombre de sources élémentaires, ces panneaux
pouvant être minces, légers, et même conformables. Pour
5 générer des polarisations orthogonales avec des patches, il
suffit de les exciter par deux points décalés de 90° par
rapport au centre du patch, tel que montré sur la figure 1.
La liaison entre le MAER et le patch peut être en ligne
coaxiale ou en microruban, par exemple. Si un seul MAER
doit commander plusieurs patches, ils peuvent être regroupés
en sous-réseaux, reliés au MAER par des répartiteurs en
ligne microruban pour chaque polarisation H et V.
Pour générer des polarisations circulaires rayonnées ' . .
par des patches, il suffit des mêmes excitations que celles
qui sont nécessaires pour générer des polarisations
linéaires orthogonales ; seulement les excitations
orthogonales linéaires doivent être décalées par 90° en
phase, en plus de leur décalage physique de 90° autour du
centre du patch. Ceci est facilement obtenu en utilisant un
coupleur hybride 90°, placé entre le MAER et le patch, dont
l'excitation sur l'une de ses entrées nous donne la
polarisation circulaire droite, et sur l'autre de ses
entrées nous donne la polarisation circulaire gauche.
Pour exciter des cornets en polarisations circulaires,
il est connu l'utilisation d'excitation moyennant des tels
orthomodes et polariseurs. Ces techniques sont bien connues
de l'homme de l'art, et il ne sera pas nécessaire de les
expliquer d'avantage pour la bonne compréhension de la
présente invention.
Par rapport à la configuration de la figure 1, il est
connu d'apporter quelques modifications permettant
d'améliorer le facteur de mérite de l'antenne en réduisant
les pertes du circuit entre les sources de l'antenne et les
amplificateurs. D'une part, les commutateurs E/R
(émission/réception) les plus près des sources (repère 52
sur la figure 1) peuvent être remplacés par des
6 ~1~0~3~
circulateurs, plus encombrants et plus lourds, mais avec des
pertes plus faibles et une meilleure tenue en puissance.
D'autre part, la commutation entre polarisations H et V peut
être effectuêe en amont de l'amplificateur de puissance,
telle que montrée sur la figure 2. Les pertes Le et Lr sont
ainsi réduites, mais il faut alors doubler ces chaînes
d'amplification, comme nous le voyons sur la figure 2.
Sur la figure 2, nous voyons que les mêmes élêments
comportent les mêmes repères que sur la figure 1 ; seuls les
repères associés à l'une ou à l'autre des chaînes
amplificatrices portent des indices qui nous signalent leur
appartenance . l'indice "a" pour la chaîne H, et l'indice
"b" pour la chaîne V. La commande de phase et d'atténuation
d'amplitude est toujours effectuée par les moyens de
commande 23, et la commande de la polarisation H ou V, ainsi
que la sélection d'émission ou de réception émanent de
l'horloge 24, dont la sortie est reliée au commutateur de
polarisation 26 ainsi qu'aux deux commutateurs E/R 25a, 25b.
Le circuit de 1a figure 2 comporte en outre, une
protection complémentaire des amplificateurs faible bruit
contre des réflections intempestives éventuelles revenant
k
des sources rayonnantes Sij quand elles sont alimentées par
les amplificateurs de puissance, en cas de désadaptation de
l'antenne. Ces moyens de protection sont des commutateurs
32a, 32b placés en shunt vers la masse, sur les entrées des
amplificateurs faible bruit. Ces commutateurs sont
également commandés par l'horloge 24, en même temps et en
synchronisation avec les commutateurs E/R 25a, 25b. Les
isolateurs facultatifs 33a, 33b, permettent d'évacuer vers
la masse la puissance réfléchie (une deuxième fois) par ces
moyens de protection 32a, 32b.
Dans la position émission de ces commutateurs 25a,
25b, l'un ou l'autre des amplificateurs hyperfréquence de
puissance, 29a ou 29b, sera sollicité, selon la position du
commutateur de polarisation 26.
Les circulateurs hyperfréquence 52a, 52b remplacent
avantageusement, sur les chaînes amplificatrices H, V
respectivement, le commutateur 52 du MAER de la figure 1.
Les pertes d'insertion des circulateurs sont inférieures aux
pertes occasionnées par les commutateurs classiques utilisés
dans les MAER.
Dans la position réception de ces commutateurs 25a,
25b, et éventuellement 32a, 32b, l'un ou l'autre des
amplificateurs hyperfréquence de faible bruit, 30a ou 3ob,
sera sollicité, selon la position du commutateur de
polarisation 26.
Dans ces systèmes connus de l'art antérieur, tels que
nous les avons présentês, il subsistent des inconvénients
importants dus aux différents commutateurs nécessaires pour
effectuer soit l'émission, soit la réception, soit en
polarisation H, soit en V ou bien soit en polarisation
circulaire D, soit en G.
Si, selon une première solution de l'art antërieur,
les commutateurs sont situés entre les amplificateurs et les
éléments rayonnants (fig. 1), ils grèvent lourdement le
bilan de liaison du radar (ou le facteur de mérite de
l'antenne active), par leurs pertes Le et Lr qui
interviennent deux fois, en émission et en réception.
Si, au contraire et selon une deuxième solution de
l'art antérieur, les commutateurs sont placés en amont des
amplificateurs de puissance, et en aval des amplificateurs
faible bruit (fig. 2), ce premier problême est évité, mais
dans ce cas il faut deux amplificateurs de chaque type pour
chaque source rayonnante, dont l'un seulement sur les quatre
fonctionne à un moment donné, à tour de rôle selon la
polarisation et selon l'émission ou la réception.
L'encombrement et la masse du MAER sont augmentés, sans gue
la puissance ne le soit. Le facteur de mérite est augmenté
par la diminution des pertes, car il n'y a plus de
commutateur de polarisation à haut niveau. Ceci est
particulièrement pénalisant pour des missions embarqués,
8 ~~ZOS~~
d'autant plus pour les satellites que pour les aéronefs. En
outre, les MAER de la figure 2 risquent fort de coûter
presque deux fois plus chers que ceux de la figure 1.
L'invention permet de pallier ces inconvénients de
l'art antérieur. Selon l'invention, une configuratiôn de
MAER est proposée qui évitent les pertes des commutateurs de
la première solution, sans augmenter la masse et
l'encombrement de l'ensemble, à puissance égale, comme dans
la deuxième solution.
A ces fins, l'invention propose un circuit
hyperfréquence d'émission et de réception (E/R) alternêes
pour antenne réseau à synthèse de polarisation variable, ce
circuit E/R apte à fournir des signaux d'excitation pour au
moins deux polarisations orthogonales à des sources
rayonnantes via deux voies respectives, ces voies alimentées
respectivement par deux chaînes amplificatrices de puissance
en émission : ce circuit E/R apte à recevoir au moins deux
signaux ayant des polarisations orthogonales détectées par
ces mêmes sources et alimentant deux chaînes amplificatrices
2o faible bruit en réception ; ledit circuit E/R comportant
outre le déphaseur situé sur la voie commune destiné à
dépointer ou former le faisceau, au moins un déphaseur
commandable sur une voie d'émission, et au moins un
déphaseur commandable sur une voie de réception destiné à
choisir la polarisation ; ledit circuit caractérisé en ce
que les deux chaînes amplificatrices de puissance
fonctionnent simultanément lors de l'émission, et en ce que
les deux chaînes amplificatrices faible bruit fonctionnent
simultanément lors de la réception.
Selon une caracteristique preferee, les polarisations
H (horizontale) et V (verticale) sont obtenues par somme ou
différence de deux polarisations orthogonales, inclinés de
45° par rapport à l'horizontale : chacune d'elles est reliée
directement à l'une des deux voies du circuit E/R.
Selon une réalisation avantageuse, les deux chaînes
amplificatrices de puissance sont alimentées à partir d'un
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diviseur de puissance en phase, permettant la synthëse aisée
des polarisations linéaires orthogonales ; selon une autre
réalisation avantageuse, les deux chaînes amplificatrices de
puissance sont alimentées à partir d'un coupleur hybride à
deux sorties déphasées de 90°, permettant la synthèse aisée
des polarisations circulaires.
Selon une caractéristique, lesdits dêphaseurs sont des
déphaseurs commandables numériques d'un bit, ce bit
correspondant selon sa valeur, soit à 0°, soit à 180°.
Selon une variante, lesdits déphaseurs sont des
dëphaseurs commandables numériques d'un bit, ce bit
correspondant selon sa valeur soit à 0° , soit à 90° .
Selon une autre caractéristique, lesdits déphaseurs
sont des déphaseurs commandables numériques de deux bits,
dont un premier bit correspondant selon sa valeur soit à 0
soit à 180° et un deuxième bit correspondant selon sa valeur
SOlt à U° , Solt a 90° .
Dans ce cas, on synthétise l'une des quatre
polarisations suivantes : linéaire H ou V, circulaire droite
ou gauche.
Selon une réalisation avantageuse, un atténuateur
variable permet d'ajuster lé gain d'au moins une chaîne
amplificatrice de puissance.
Selon une autre réalisation avantageuse, un
atténuateur variable permet d'ajuster le gain d'au moins une
chaîne amplificatrice de faible bruit.
Selon une réalisation performante, ledit circuit E/R
comporte en outre au moins deux déphaseurs et au moins deux
atténuateurs commandables de façon quasi-continue,
3o permettant la synthèse d'une polarisation quelconque,
linéaire, circulaire, ou elliptique.
Selon une variante particulière, ladite commande
quasi-continue des déphaseurs et des atténuateurs est de
conception analogique.
Selon une variante complémentaire, ladite commande
quasi-continue des déphaseurs et des atténuateurs est de
1~ ~_LlU~~i4
conception numérique, avec un nombre de bits élevé,
permettant la synthèse d'une polarisation quelconque,
linéaire, circulaire, ou elliptique.
L'invention porte également sur une antenne comportant
des circuits E/R selon l'une des réalisations ou des
variantes précédentes.
Selon une variante de l'antenne de l'invention, les
sources rayonnantes sont de type imprimé (ou patch en
anglais).
l0 Selon une autre variante de l'antenne, les sources
rayonnantes sont constituées de fentes annulaires
photogravées sur une face d'un substrat diélectrique
présentant des faibles pertes hyperfréquence, ces fentes
étant excitées par des lignes photogravëes sur la face
opposée.
Selon une autre variante de ce qui précède, les fentes
annulaires sont excitées par des lignes photogravées sur un
substrat suspendu.
Selon une caractéristique, les circuits E/R sont
réalisés en technologie MMIC.
Selon une variante, des circulateurs miniatures sont
ajoutés à des circuits I~tIC pour augmenter la puissance
maximale autorisée.
Selon une réalisation préférée, des duplexeurs
miniatures comprenant un circulateur et un isolateur sont
ajoutés aux circuits de l'invention, afin de mieux isoler
les voies d'émission des voies de réception.
Selon une dernière réalisation, l'antenne selon
l'invention est auto-adaptative en polarisation, pour
pouvoir extraire un signal radar utile en présence de
brouillage d'une quelconque polarisation fixe ; pour se
faire, l'antenne détecte la polarisation du brouilleur, et
adapte les phases et éventuellement les amplitudes des
signaux émis pour travailler dans une polarisation
orthogonale à celle du brouilleur.
,.,
11
2~.~.~~~~
D'autres caractéristiques et avantages de la présente
invention ressortiront de la description détaillée qui va
suivre, avec ses figures annexes dont
La figure 1, déjà décrite, représente schématiquement
un exemple d'architecture d'une antenne active pour radar de
l'art antérieur travaillant en polarisations linéaires
orthogonales, avec ses MAER et ses sources rayonnantes ;
La figure 2, déjà décrite, représente schématiquement
un exemple d'un circuit E/R de l'art antérieur, ayant des
pertes plus faibles que le circuit de la figure 1 ;
La figure 3 représente schématiquement un exemple de
circuit MAER selon l'invention ;
La figure 4 représente schématiquement un deuxième
exemple de circuit MAER selon l'invention, comprenant en
plus les caractéristiques de la figure 2 ;
La figure 5 représente schématiquement une variante de
l'invention, capable de synthétiser une polarisation
quelconque.
La figure 6 représente schématiquement comme une
variante de l'invention, un circuit hyperfréquence
d'émission ou de réception, à synthèse de polarisation
variable.
Toutes les figures sant données à titre d'exemples
non-limitatifs ; l'homme de métier saura en tirer
l'enseignement qu'il lui faut pour généraliser ces exemples
à bîen d'autres réalisations, sans pour autant sortir du
cadre de l'invention.
Sur toutes les figures, les mêmes repères désignent
les mêmes éléments, ces éléments étant des fonctions
hyperfréquence, organisées dans un organigramme schématique
du circuit. Dans le cas où une fonction peut être réalisée
par l'un, parmi plusieurs composants en vue d'un résultat
similaire, ceci est signalé dans la description qui suit.
De même, les figures représentent des schémas généraux, donc
d'autres variantes sur ces schémas peuvent être réalisées
sans pour autant sortir du cadre de l'invention.
~2 ~~.~J~~~3~
Sur la figure 3, nous voyons un premier exemple
schématique d'un circuit MAER selon l'invention. Par
rapport aux figures 1 et 2 déjà décrites, nous avons
simplifié le schéma en faisant abstraction de ~ .
l'environnement du circuit représenté ; néanmoins, ce
circuit est destiné à être implanté de la même manière que
les circuits de l'art antérieur, entre un
répartiteur/combineur (22 sur la figure 1) et un réseau de
sources rayonnantes Sij~ Comme dans les figures précédentes,
l'atténuateur 28 et le déphaseur 27 variables sont commandés
par des instructions données par le calculateur de commande
(non-montré), et le commutateur E/R 6 est commandé par une
horloge (non-montrée). Les éléments 35a, 35b correspondent
soit aux commutateurs E/R (52 sur la figure 1), soit aux
circulateurs (52a, 52b sur la figure 2), dont la fonction
dans les deux cas est de passer soit la puissance d'émission
entre les amplificateurs de puissance 29a, 29b et la source
rayonnante Sij correspondante. soit le signal de réception
entre la source rayonnante Sij et les amplificateurs faible
bruit 30a, 30b.
Les éléments 5a sont des répartiteurs et les éléments
5b sont des combineurs dont la nature sera discutée ci-
après.
Les éléments 1, 2, 3, 4 sont des déphaseurs, dont au
moins un déphaseur ,commandable sur une voie d'émission (si
ou s3), et au moins un déphaseur commandable sur une voie de
réception (s2 ou s4). Selon l'invention, il se peut donc
qu'il n'y ait que deux déphaseurs commandables, par exemple
3 et 4, et que les éléments 1, 2 puissent être retirés de ce
schéma. Plusieurs variantes de l'invention peuvent être
construites autour de ce schéma général, notamment en jouant
sur les différentes possibilités pour ces éléments 1, 2,
3, 4 ; un certain nombre de ces possibilités seront décrites
par la suite.
Dans une première variante de l'invention, l'élément
5a est un répartiteur de puissance et l'élément 5b est un
13 ~1~~~~~
combineur de puissance, tous deux fonctionnant en phase,
c'est-à-dire que la phase des signaux sl et s3 est la même,
et que les signaux s2 et s4 sont combinés en phase aussi.
Dans cette première variante, la réalisation la plus simple
selon l'invention, les éléments 1 et 2 n'existe pas ; et les
éléments 3 et 4 sont des déphaseurs à un bit, qui
introduisent un déphasage de soit o°, soit 180°, selon la
valeur du bit de commande, fournit par des moyens de
commande non-montrés.
k
1o La source rayonnante Sij montrée sur la figure 3 est
un npatch" gravé de forme carrée, dont l'orientation est
significative de façon schématique. En effet, le carré est ~,
orienté avec ses diagonales respectivement à l'horizontale
et à la verticale. Les lignes de propagation provenant des
commutateurs ou circulateurs 35a, 35b vers le patch sont
mutuellement perpendiculaires et orientées â 45° des
diagonales du patch.
Dans un circuit idéal selon la figure 3, en faisant
abstraction des pertes d'insertion et délais de propagation
dans les déphaseurs 3 et 4, l'amplitude des signaux sl et s3
est la même, et les signaux s2 et s4 ont les mêmes
amplitudes aussi. Si le déphaseur 3 est commandé, selon son
bit de commande, à une valeur de o°, les deux accès sont
excités en phase par les deux amplificateurs de puissance
29a, 29b, ce qui résulte en une onde ayant une polarisation
linéaire horizontale. Si en revanche le déphaseur 3 est
commandé, selon son bit de commande, à une valeur de 180 ° ,
les deux accès sont excités en opposition de phase gar les
deux amplificateurs de puissance 29a, 29b, ce qui résulte en
une onde ayant une polarisation linéaire verticale.
De la même maniêre pour la réception, si le
déphaseur 4 est commandé, selon son bit de commande, â une
valeur de 0 ° , les deux accès qui sont excités en phase, et
après amplification par les deux amplificateurs faible bruit
30a, 30b, sont combinés en phase par le combineur 5b, ce qui
correspond à une onde ayant une polarisation linéaire
â~;
~rJ~:'::.
14
horizontale à la réception. Si en revanche le déphaseur 4
est commandé, selon son bit de commande, à une valeur de
180°, le combineur 5b aura sur ses entrées les deux signaux
s2 et s4 dont le signal s4 aura subi un déphasage de 180° ,
ce qui veut dire que, seulement si les deux accès sont
excités en opposition de phase, et après amplification par
les deux amplificateurs faible bruit 30a, 30b, on obtient le
rêsultat qui correspond à une onde ayant une polarisation
linéaire verticale.
Dans la pratique, pour réussir exactement la synthèse
vectorielle des polarisations désirées telle que nous
l'avons décrit dans les paragraphes précédents, il faut
tenir compte des pertes d'insertion des déphaseurs 3, 4,
ainsi que les gains et phases d'insertion des amplificateurs
29a, 29b et 30a, 3ob. Par exemple, les amplificateurs réels
seront appaires (29a,b et 3oa,b) de façon à avoir 1e même
gain et la même phase d'insertion, et la perte des
déphaseurs 3,4 est compensêe par un léger déséquilibre des
diviseurs 5a / combineurs 5b : par exemple si les déphaseurs
perdent 1 dB, les diviseurs / combineurs sont conçus pour
présenter le même écart entre l'amplitude de leurs deux
sorties / entrêes (respectivement). I1 est également à
noter que les deux états 0 et 180° des déphaseurs doivent
présenter la même perte d'insertion, ce qui est communément
rëalisé par l'homme de l'art, quelle que soit la technologie
utilisée pour ces déphaseurs. Dans le cas ou l'appairage de
deux amplificateurs de même gain et phase d'insertion
s'avèrerait difficile (technologie MMIC, par exemple),
l'équilibrage des deux voies devra s'effectuer à l'aide des
dispositifs de réglage de ces paramètres, qui seront ajoutés
au circuit schématique de la figure 3.
Le circuit schématique de la figure 3 peut aussi
fournir des polarisations circulaires orthogonales, avec des
coupleurs hybrides à 90° 5a, 5b à la place des
diviseurs/combineurs en phase considérés précédemment. Avec
un coupleur hybride 5a sur la voie d'émission, par exemple,
if.
77 S~
tS l
..:. ....
S;-..
15 ~~~~~?n
les deux chaînes d'amplification de puissance porteront le
même signal, à ceci près que le signal s3 sera dëcalé de
+90° en phase, par rapport au signal sl (quand le déphaseur
3 à une valeur de 0°). L'excitation du patch par deux accès
orthogonaux, avec un signal s3 sur le premier accès, décalé
de +90° en phase par rapport au signal sl sur le deuxième
accès orthogonal, donne pour résultat une onde ayant une
polarisation circulaire droite, par exemple. Par
commutation du bit de commande du dêphaseur 3, on obtient un
dêphasage de 180° sur le signal s3, ce qui vaut un décalage
de -90° par rapport au signal sl. Le résultat sera une onde
rayonnée avec une polarisation circulaire gauche.
La voie de réception peut synthétiser des ondes avec
polarisation circulaire droite et gauche de la même manière,
la conception étant parfaitement symétrique entre les voies
d'émission et de réception.
Nous avons vu dans ce premier exemple, les
caractéristiques du circuit selon l'invention qui lui
confèrent ses avantages par rapport à l'art antérieur . les
deux voies d'amplification en parallèle fonctionnent
simultanément, en émission comme en réception. Ceci permet
d'obtenir deux fois la puissance de la configuration de
l'art antérieur. En outre, les pertes des diviseurs et
déphaseurs n'interviennent pas, ni dans le bilan de liaison
radar, ni dans la figure de mérite de l'antenne, car ils
sont situés en amont des amplificateurs de puissance en
émission, et en aval des amplificateurs faible bruit en
réception.
Toujours par rapport à cette figure 3, nous allons
discuter d'autres variantes possibles de réalisations selon
l'invention. Par exemple, il est évident que les éléments
35a, 35b peuvent être des commutateurs E/R commandés par
l'horloge (non-montrée), ou bien ils peuvent être des
circulateurs, qui permettent au signal de passer des
amplificateurs de puissance 29a, 29b vers la source
rayonnante Sij, ou inversement, de la source Sij vers les
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16 2~.1()6~4
amplificateurs faible bruit 30a, 3ob, mais en aucun cas le
signal ne sera permis de passer des amplificateurs de
puissance 29a, 29b vers les amplificateurs faible bruit 30a,
30b.
Toujours selon une autre variante de la figure 3, le
circuit peut être doté de la capacité de synthétiser
indifféremment des polarisations linéaires orthogonales ou
des polarisations circulaires orthogonales. Pour se faire,
il suffit de mettre des déphaseurs à deux bits de commande
l0 dans les blocs 3, 4 sur le diagramme, avec des
diviseurs/combineurs en phase pour les éléments 5a, 5b. Le
premier bit de commande, selon sa valeur, donnera une phase
de 0° ou 180° comme avant, et à cette phase sera ajouté la
phase commandée par le deuxième bit de commande, de 0° ou
90 ° . si le deuxième bit commande un déphasage de 0 ° , nous
nous retrouvons dans le cas précédent des polarisations
linéaires orthogonales ; si en revanche le deuxième bit de
commande désigne un déphasage de 90°, le circuit est
équivalent à celui discuté avant où les éléments 5a, 5b
étaient des coupleurs hybrides à 90°, c'est-à-dire que nous
nous retrouvons dans une configuration qui nous permet de
synthétiser des polarisations circulaires droite et gauche.
On peut obtenir les mêmes performances avec un circuit
alternatif, dans lequel les éléments 5a, 5b sont des
coupleurs ?~ybrides à 90°, et nous mettons des déphaseurs
0 ou 90° à un bit de commande sur les cases 1, 2 de la
figure 3, et des déphaseurs 0 ou 180° à un bit de commande
sur les cases 3, 4 de la même figure. Le résultat est .
identique au résultat du paragraphe précédent. Cette
configuration permet d'obtenir un avantage supplémentaire de
réalisation, si les pertes des dëphaseurs 1, 2, 3, 4 sont
les mêmes, car les coupleurs hybrides 5a, 5b peuvent être
dans ce cas des coupleurs équilibrés, des composants plus
courants que des coupleurs déséquilibrês.
Cette dernière observation nous conduit à donner
encore deux variantes de l'invention, toujours selon la
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17 2:11~~~~
figure 3. Une variante permettant la synthèse de
polarisations linéaires orthogonales, comprend deux
coupleurs hybrides 90° 5a, 5b, et quatre déphaseurs 0 ou 90°
à un bit de commande 1 , 2 , 3 , 4 . Comme dans la première
variante décrite, une polarisation horizontale d'émission
est obtenue si le déphaseur 1 prësente un déphasage de 0° et
le déphaseur 3 présente un déphasage de 90° (qui s'ajoute au
déphasage de 90° du coupleur hybride) ; avec la même chose à
la réception, avec 0° sur le déphaseur 2, et 90° sur le
dêphaseur 4. La polarisation verticale est obtenue en
inversant les déphasages des quatre déphaseurs. Comme dans
le cas précédent, la réalisation peut être simplifiée par le
fait qu'avec des déphaseurs identiques sur les quatre voies,
il suffit de sélectionner des composants ayant les mêmes
pertes et phases d'insertion pour s'approcher du circuit
idéal de synthèse de polarisations.
Une dernière variante de la figure 3 sera pour
synthétiser des polarisations circulaires orthogonales,
utilisant la même astuce que dans le cas précédent : quatre
déphaseurs 1, 2, 3, 4 à 0 ou 90° et à un bit de commande,
mais avec des diviseurs/combineurs en phase 5a, 5b. Dans ce
cas, une polarisation circulaire droite est obtenue avec un
déphasage de 90° sur les déphaseurs 1, 3 et 0° sur les
déphaseurs 2, 4 ; et inversement, une polarisation
circulaire gauche est obtenue avec un déphasage de 90° sur
les déphaseurs 2, 4 et 0° sur les déphaseurs 1 et 3.
Sur la figure 4, nous voyons une autre variante de
circuit E/R selon l'invention, ou nous avons ajouté au
circuit de l'invention selon la figure 3, les
caractéristiques de l'art antérieur selon la figure 2. Plus
précisément, poux diminuer les pertes associées avec des
commutateurs à la position 35a, 35b de la figure 3, nous
avons inséré des circulateurs 52a, 52b à leur place. Ceci
correspond à l'une des variantes déjà discutée dans le cadre
de la figure 3. Mais en plus de cela, nous avons inséré,
dans la voie de réception, une protection contre des
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18
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réflections êventuelles provenant des désadaptations de
l'antenne. Cette protection est assurée par des
commutateurs 32a, 32b qui sont commandés par l'horloge pour
relier les entrées des amplificateurs faible bruit à la
masse lors de l'émission. Un avantage supplémentaire est
obtenu par l'insertion d'un deuxième circulateur sur chaque
voie de réception 33a, 33b pour évacuer des réflections
éventuelles provenant de ces commutateurs 32a, 32b quand ils
sont fermés, car des réflections éventuelles ê cet endroit
viendraient réduire la puissance d'émission surtout si les
signaux direct et réfléchi se combinent en opposition de
phase.
Sur la figure 5, on voit schématiquement la
réalisation la plus générale d'un circuit de synthèse de
polarisation selon l'invention. En effet, ce circuit est
capable de synthétiser n'importe quelle polarisation
linéaire, circulaire ou elliptique avec des axes
arbitraires, et peut passer facilement parmi ces
possibilités moyennant des commandes fournies à ses
déphaseurs 27a, 27b et ses atténuateurs 28a, 28b
commandables de façon quasi-continue. De cette manière,
l'orientation instantanée du vecteur de polarisation est
donnée par les phases relatives issues des déphaseurs 27a,
27b qui peuvent prendre des valeurs arbitraires et variables
dans le temps, et l'amplitude relative des signaux
transitant par les atténuateurs variables peut prendre aussi
des valeurs arbitraires et variables dans le temps, pour
déterminer la longueur de chacune des deux projections du
vecteur du champ électrique, sur les deux axes orthogonaux,
correspondant aux polarisations générées sur chacun des
accès aux éléments rayonnants. La polarisation sera linéaire
quand ce déphasage est de 180° ; elle sera circulaire s'il
est +/- 90°, et que les attênuations des deux voies sont
égales ; nous avons une polarisation elliptique dans le cas
où le déphasage prend une valeur différente, ou linéaire, ou
bien si les atténuations des deux voies sont différentes.
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19
Dans un exemple de réalisation pratique de cette
variante, tel que montré sur la figure 5, nous avons choisi
une conception utilisant deux atténuateurs variables 28a,
28b et deux déphaseurs variables 27a, 27b. On aurait pu,
bien s~3r, utiliser quatre de chaque avec la configuration de
la figure 3 ou de la figure 4, en les plaçant, un de chaque,
dans les cases 1, 2, 3, 4 de ces figures 3 et 4. Dans la
configuration de la figure 5 alors, nous avons ajouté des
circulateurs 7a, 7b pour séparer les signaux d'émission des
signaux de réception selon leur sens de propagation dans le
circuit.
Le signal d'émission arrive à un diviseur de
puissance , et est envoyé sur les deux circulateurs 7a, 7b
après division en phase. Ensuite nous avons deux circuits
E/R en parallèle, dont la description est conforme aux
descriptions des figures précédentes, avec les mêmes repères
représentant les mêmes éléments sur toutes les figures. Ces
deux circuits livrent des signaux sur deux accès orthogonaux
à la source rayonnante Sij~ avec une phase relative et une
2o amplitude relative qui sont déterminées par les atténuateurs
et déphaseurs commandables 28a, 28b, et 27a, 27b .
respectivement.
A l'inverse, le signal de réception provenant de la
source Sij est sondé par les deux accès orthogonaux, et les
deux signaux reçus sont amplifiés séparément par les
amplificateurs faible bruit 3oa, 3ob. Leur amplitude
relative et leur phase relative sont ajustées par les
atténuateurs et déphaseurs commandables 28a, 28b et 27a, 27b
respectivement, selon la polarisation de l'onde reçue que
l'on souhaite regarder. Ces signaux sont ensuite transmis,
via les circulateurs 7a, 7b vers des voies séparées de
réception pour traitement de signal dans un calculateur
approprié (non-montré).
Cette possibilité de synthèse d'une polarisation
arbitraire permet d'obtenir une antenne auto-adaptative,
c'est-à.-dire qui peut se reconfigurer pour tenir compte d'un
20 z~~o6~~
environnement pollué par des émissions parasites
intentionnelles ou non. Le principe consiste à mesurer la
polarisation dominante de l'environnement radioélectrique à
la bande de fréquence de fonctionnement de l'équipement, en
mettant les atténuateurs et les déphaseurs dans un état de
référence. La polarisation de l'émission est ensuite
choisie orthogonale à cette polarisation dominante. Ce mode
de fonctionnement peut permettre un fonctionnement
considérablement amélioré en présence de brouillage
intentionnel à polarisation stationnaire, ou dans le cas où
des réflections spéculaires indésirées masquent une cible
radar de faible surface équivalente, mais ne présentant pas
une spécularité.
Sur la figure 6, nous avons montré de façon
schématique uné configuration la plus simple d'un circuit
hyperfréquence selon l'invention. Suivant les
caractéristiques de composants employés, ce circuit sera
apte soit à l'émission, soit à la réception des signaux
hyperfréquence à synthèse de polarisation. De tels circuits
trouveront des applications pour les antennes de radars
multistatiques, par exemple, ou encore, dans les antennes de
télécommunications.
Selon un premier exemple d'implémentation du circuit
montré sur la figure 6, ce circuit serait destiné à
l'amplification des signaux pour l'émission. Un signal bas
niveau arrivant à l'entrée de l'atténuateur variable 28, et
atténué par ce dernier, propagé ensuite à travers un
déphaseur commandable 27, afin d'ajuster ainsi la phase et
l'amplitude de signal de ce circuit par rapport à sa
position dans le réseau d'éléments rayonnants de l'antenne
réseau (non-montré). Comme dans les figures précédentes (et
notamment la figure 3), l'élément 5 est un diviseur de
puissance, soit un diviseur en phase, soit un coupleur
hybride ayant un déphasage de 90°.
Les blocs 1, 3 représentent des déphaseurs
commandables à 0, 1, ou 2 bits, ayant des valeurs de
zl 2~.1~~~!~
déphasage de 0-0°, 0-90°, ou 0-180°, comme dans la
description de la figure 3. La construction du circuit est
strictement analogue à la description donnée pour cette
figure 3, en ce qui concerne la voie émission. Les
composantes 20a, 20b sont alors des amplificateurs de
puissance, qui alimentent par des voies inclinées à 45° de
k
l'horizontal, les patches Sij,
Dans un deuxiême exemple d'implémentation du circuit
montré sur la figure 6, ce circuit serait destiné à
lo l'amplification des signaux pour la rêception. Un signal de
k
très bas niveau arrivant à l'élément rayonnant sij est
acheminé par les voies d'accës ïnclinées à 45° par rapport à
l'horizontale, vers les amplificateurs faible bruit 20a,
2ob. Ensuite, les signaux amplifiés seront déphasés par 0,
90, 180, ou 270° (=-90°) par les déphaseurs commandables 1,
3 à 0, 1, ou 2 bits de commande. Apres déphasage, les
signaux seront combinés soit en phase, soit avec un
déphasage de 90°, grâce aux moyens 5 qui sont soit un
combineur en phase, soit un coupleur hybride présentant un
déphasage de 90° entre ses deux entrées. Les signaux seront
ensuite acheminés à travers un déphasage et une atténuation
commandable selon la position de l'élément rayonnant dans le
réseau de l'antenne réseau.
Bien entendu, les déphaseurs commandables peuvent
l'être de façon quasi-continue, comme dans le cas de la
figure 5 précédente, pour permettre une plus grande
souplesse dans la synthèse de polarisations, si nécessaire.
Dans les exemples montrés sur les figures, nous avons
utilisé pour simplifier l'exposé, uniquement le patch carré
comme source rayonnante, ce patch étant orienté avec ses
diagonales horizontale et verticale. Mais il est bien
entendu que l'invention se situe au niveau du circuit E/R,
et que les sources rayonnantes peuvent être de différents
t,~rpes ou de différents orientations. Par exemple, les
patches peuvent être orientés avec les côtés horizontaux et
CA 02110634 1999-06-07
22
verticaux, et alimentés par des accès orthogonaux selon
leurs diagonales. Comme dêjà mentionné, les lignes de
propagation menant aux accès peuvent aussi être de différent
types, par exemple coaxiale, microruban, triplaque,...
Les sources rayonnantes peuvent être également des
fentes annulaires photogravées dans un plan de masse
supérieur, excitées par des lignes dirigées à 45° par
rapport aux directions H et V, situées dans un plan
inférieur, soit sur l'autre face du substrat comportant le
plan de masse et les fentes ; soit sur un deuxième substrat
suspendu, les deux substrats maintenus espacés l'un de
l'autre par des entretoises ou par un matériau présentant
des faibles pertes hyperfréquence, tel que la mousse ou le
nid d'abeille. De telles constructions de réseaux de
sources rayonnantes et de leurs alimentations sont bien
connues de l'homme de l'art, et sont décrit par exemple dans
les Proceedincrs de Military Microwaves 1992, "Antennas for
space scatteromertes and SARS", par R. Petersson.
D'autres éléments plus classiques peuvent également
être utilisés, tels que des cornets à ouverture carrée,
circulaire ou hexagonale, qui seront excités selon deux
directions inclinées de 45° par rapport aux polarisations H
et V. Un autre exemple d'élêment rayonnant, pour obtenir
une bande passante plus large, est la fente évasée (en
anglais . "notch antenna"), décrite en détail dans les
Proceedincts of Antenna and Pronacration_Symposium, 1974,
IEEE, "A broadband stripline array element", par L.R. Lewis
et al.
Les circuits présentés à titre d'exemple dans les
figures peuvent eux aussi être réalisés selon différentes
technologies sans sortir du cadre de l'invention . si MMIC
est une technologie préférée pour ses faibles masse et
encombrement, ainsi que ces coûts de production qui restent
~~los3~
raisonnables pour une production en séries importantes, une
puissance d'émission plus élevée peut être tolérée en
utilisant des circulateurs à la place des commutateurs
intêgrés en aval des amplificateurs de puissance.
L'encombrement et la masse de ces circulateurs sont
supérieurs, mais les pertes inférieures aux pertes des
commutateurs MMIC.
En revanche, certaines performances peuvent être
optimisées par une réalisation en technologie hybride . des
lo amplificateurs discrèts peuvent fournir des puissances plus
élevées pour l'émission, et des facteurs de bruit meilleurs
pour la réception, que les amplificateurs intégrés de la
technologie I~tIC. Selon la technologie de réalisation
choisie, différentes options discutées dans la description
de la figure 3 seront préférées à d'autres. Les
performances ultimes peuvent être optimisées selon la
mission de l'antenne, en fonction des nombreux critères
évoqués. Dans tous les cas, l'utilisation du circuit E/R
selon l'invention apporte une amélioration significative des
2o performances obtenues, notamment dans le rappart de signal
utile sur bruit.
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