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` ` 212~444
' 1
. . ,
système de transmis6ion numérique à étalement de
6pectre obtenu par codage pseudo-aléatoire bas6e fréquence
de l'information utile et procédé d'étalement et de
compre6sion de spectre utilisé dans un tel 6ystème
Le domaine de l'invention est celui des modems de
transmission de signaux numériques et notamment celui des
modems à étalement de spectre. Plus précisément, la
présente invention concerne un système de transmission à
étalement de spectre entre un émetteur et un récepteur de
signaux numériques où l'étalement de spectre est obtenu par
codage pseudo-aléatoire de l'information utile à
transmettre. L;invention s'applique notamment dans les
télécommunications hertziennes dans le domaine militaire.
15Dans le domaine militaire, une opération d'étalement
de spectre est généralement utilisée en ECCM (Electronic
Counter-CounterMeasures) et consiste à multiplier le signal
utile à transmettre par un code, appelé code ou séquence
d'étalement, issu d'un générateur pseudo-aléatoire dont la
fréquence du signal d'horloge est beaucoup plus importante
que la fréquence maximale du signal utile. Le nombre de
~; bits d'information utile transmis par Hz est donc très
faible.
La figure 1 représente un chronogramme permettant de
comprendre le principe de l'étalement de spectre par une
séquence d'étalement.
Un signal utile SAT à transmettre, ici codé sur deux
niveaux ~1 et -1 ~uivant un codage NRZ, est multiplié par
une séquence d'étalement cyclique SE, également codée sur
; 30 deux niveaux. Le signal résultant de la multiplication est
le signal ST transmis de l'émetteur vers un récepteur après
modulation. Le support de transmission du signal ST modulé
;est généralement constitué par une liaison hertzienne. A la
réception, après démodulation, la multiplication du signal
reçu ST avec la même séquence d'étalement SE (même phase et
même fréquence) permet de reconstituer le signal utile SAT.
La transmission à étalement de spectre par séquence
directe est habituellement utilisée pour conférer au signal
~ , " ~,S~ " ~ }~
- - 212544~ `
transmis une meilleure discrétion, une résistance aux
brouillages ECM (Electronic CounterMeasures) et une
résistance aux évanouissements sélectifs (fading).
On définit par gain d'étalement le rapport entre le
temps chip et le temps bit, le temps chip correspondant à
la durée d'un bit de la séquence d'étalement et le temps
bit à celui du signal utile. Plus ce gain d'étalement est
élevé, plus le signal transmis est apte à être transmis
discrètement et donc à résister aux dispositifs ECM
destinés à le détecter et, éventuellement, à le brouiller.
Une étape essentielle de l'analyse ECM consiste à
déterminer l'aléa d'étalement du signal capté car cette
étape permet de pénétrer le contenu informationnel du
signal capté, c'est à dire de reconstituer le signal utile.
Le principal inconvénient de l'étalement de spectre
par séquence directe est que le générateur de la séquence
directe doit fonctionner à la fréquence d'émission de
chips, soit à une fréquence de 1'ordre de plusieurs MHz. Il
est donc nécessaire d'implanter ce générateur dans un ASIC,
ce qui augmente la complexité hardware et le coût du
développement du matériel.
La présente invention a notamment pour objectif de
pallier cet inconvénient.
Plus précisément, un des objectifs de l'invention est
de fournir un système de transmission d'un signal
numérique, où un étalement de spectre est mis en oeuvre, ce
système ne nécessitant pas de générateur d'aléa
fonctionnant à la fréquence chip. Il est dès lors plus
simple à réaliser et moins coûteux, tout en permettant un
important étalement du spectre du signal utile destiné à
résister aux dispositifs ECM.
Un autre objectif de l'invention est de fournir un
tel système où l'étalement de spectre est réalisé à partir
de séquences orthogonales, par exemple à l'aide de
séquences de type M-séquences (aussi appelées séquences de
~1~ longueur maximale ou de Hadamard), bien connues dans le
domaine de la transmission de signaux numériques.
I` ~ `.
1~
2312 ~4 44
Un objectif complémentaire est de fournir un procédé
de transmission de signaux numériques à étalement de
spectre où l'étalement est réalisé à la fr~quence bit et
non pas à la fréquence chip.
Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaltront :
par la suite, sont atteints grâce à un système de :
transmission d'un signal numérique entre un émetteur et un
récepteur, caractérisé en ce que : .
* l'émetteur comporte successivement : :~:
- des moyens de codage recevant ce signal numérique et
fournissant, pour chaque bloc de k bits du signal ~:
numérique, un échantillon codé prenant une valeur
entière comprise dans l'intervalle [o~ N-l], chaque
valeur entière étant représentative des k bits du ~ ::
bloc dont elle est issue ; :~
- des moyens de combinaison des échantillons codés avec
des échantillons issus d'un générateur d'aléas de
phase pseudo-aléatoire, les moyens de combinaison
fournissant un entier compris dans l'intervalle
[o~ M-l] pour chaque combinaison d'un échantillon
codé et d'un échantillon d'aléa de phase issu du
générateur d'aléas de phase, M étant supérieur à N ; ~-~
- des moyens de génération de signaux fournissant, pour
chaque entier compris dans l'intervalle [0, M-l], une
suite de q nombres entiers correspondant à cet
entier, les différentes suites étant orthogonales ou
quasi-orthogonales entre elles ;
~; : - des moyens d'émission des suites de q nombres entiers
à l'attention du récepteur, les moyens d'émission :
comprenant un modulateur à décalage de phase dont le
nombre d'états est égal à M ;
* le récepteur comporte successivement ~
- des moyens de réception restituant les suites de q
nombres entiers ;
- des moyens de traitement recevant d'une part les
~: suites de g nombres entiers des moyens de réception
;~: et d'autre part des échantillons d'aléas de phase
: issus d'un générateur d'aléa de phase synchronisé
2125444
~- 4
avec le générateur d'aléas de phase de l'émetteur,
les moyens de traitement assurant une démodulation
des suites de q nombres entiers et effectuant une
opération inverse de celle des moyens de combinaison
pour restituer les échantillons cod~s ;
- des moyens de décodage restituant le signal numérique
à partir des échantillons fournis par les moyens de
traitement.
Les M suites de q nombres entiers sont
préférentiellement constituées de séquences de Hadamard.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention
apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un
mode de réalisation préférentiel, donné à titre illustratif
et non limitatif, et des dessins annexés dans lesquels :
- la figure 1 représente un chronogramme permettant de
comprendre le principe de l'étalement de spectre par
une séquence d'étalement ;
- la figure 2 est un schéma synoptique d'un émetteur du
système de transmission de la présente invention ;
- la figure 3 est un schéma synoptique d'un récepteur
des signaux numériques transmis par l'émetteur de la
~::.................. figure 2.
La figure 1 a été décrite précédemment en référence à
l'état de la technique.
En se référant à la figure 2, le signal numérique à
transmettre SN est appliqué, ici par l'intermédiaire d'un
~; accès série, à des moyens de codage 21 qui fournissent,
pour cha~ue bloc de k bits du signal SN, un échantillon
codé Ec prenant une valeur entière comprise dans l'ensemble
{0,..., N-1}, chaque valeur entière étant représentative
des k bits du bloc correspondant. Les moyens de codage 21
~: peuvent par exemple être constitués par un simple
convertisseur binaire-décimal et le débit sortant des
moyens de codage est alors k fois plus faible que le débit
~: 35 entrant.
Les moyens de codage 21 peuvent éventuellement
également effectuer un entrelacement des bits du signal SN.
~125~44 :~
Les échantillons codés Ec sont appliqués ~ des moyens
de combinaison 22 de ces échantillons avec des échantillons
Ea issus d'un générateur 23 pseudo-aléatoire, qui sera par
la suite appelé générateur d'aléas de phase. De façon p
5 générale, les moyens de combinaison 22 comprennent un
algorithme de transformation qui transforme chaque
échantillon codé Ec en un entier s compris dans l'ensemble
{0,..., M-1}, avec M entier supérieur à N. On a :
s = f(Ec, Ea)
où f est une fonction quelconque prenant ses valeurs dans
{0,..., M-1} et Ea un échantillon d'aléa de phase.
Les moyens de combinaison 22 peuvent par exemple être
constitués par un simple additionneur modulo M, tel que
représenté et fournissant:
M
s = Ec ~ Ea
M
où ~ désigne l'addition modulo M pouvant aussi s'écrire : -~
~- s = (Ec + Ea) mod M
Cette addition modulo M, mise à part le fait qu'elle -~
peut être mise en oeuvre par un algorithme très simple à
implanter, procure des performances optimales de résistance
au brouillage ECM.
Chague entier s est ensuite fourni à des moyens 24 de
génération de signaux fournissant, pour chaque entier s,
une suite SQ de q échantillons correspondante, chaque
échantillon q étant un entier. Les moyens 24 de génération
de signaux transforment chaque entier s en une suite SQ,
cette transformation étant bi-univoque, c'est à dire qu'à
~ 30 un entier s donné correspond une seule suite SQ et ~ ;
;~ ~ réciproquement.
on peut écrire :
SQ = bSo blS bS2 .. bq_1 ;
où bi est un entier compris entre 0 et L-l.
Le g~nérateur de signaux peut par exemple être
constitué par une table de transcodage. On se reportera
, ~ .
: ~ :
- 2125444
; 6
utilement au brevet français n2.337.465 au nom de
COMPAGNIE IBM FRANCE ~ qui décrit des séquences dites CAZAC
qui sont des séquences pseudo-aléatoires périodiques de
nombres complexes qui ont une fonction d'autocorrélation
périodique dont seul le premier coefficient est non nul et
dont tous les nombres complexes ont une amplitude
constante. La génération de telles séquences peut être
généralisée pour obtenir des séquences constituées de
nombres entiers, ces séquences étant orthogonales entre
lo elles, c'est à dire présentant des propriétés
d'autocorrélation optimales. On peut également mentionner
les séquences de Gold qui sont quasi-orthogonales, comme
celles de Kasami, ou celles appelées polyphases.
Dans un mode de réalisation préférentiel, les moyens
24 génèrent des suites SQ sensiblement orthogonales entre
elles. A titre d'exemple, les moyens 24 de génération de
signaux peuvent transformer chaque entier s en une suite SQ
de q bits (échantillons prenant chacun une valeur dans
{0,1}) selon le tableau 1 ci-dessous.
:~ 20
~:~ Tableau 1 -~ -~
Valeur de l'entrée 8 Suite SQ générée
1:, ..
O O O O O o O o
1 1 1 1 0 1 0 0
2 0 1 1 1 0 1 0
3 0 0 1 1 1 0 1
4 1 0 0 1 1 1 o
0 1 0 0 1 1 1
6 1 0 1 0 o 1 1
7 1 1 O 1 O 0 1
~:
~;Dans cette configuration, M=8 et q=7. Chaque suite de
`~25 q bits est issue par décalages circulaires d'une séquence
.:~de longueur maximale de longueur 7, ~ l'exclusion de la -
f,`~première suite toujours constituée de zéros. Ces suites
présentent des propriétés de quasi-orthogonalité, c'est à
.
~ 7 2 1 2 ~ 4 4 4 - ~
dire que pour deux suites différentes et quelconques, la
somme des OU-EXCLUSIF de chaque terme est égale à 4.
Il est possible de gén~raliser ce principe de
génération de signaux SQ quasi-orthogonaux pour tout M
puissance de 2. Pour cela, après avoir déterminé une
séquence de longueur maximale de période M-1 (par une des
méthodes bien connues dans le domaine du traitement
numérique de signaux), les M suites de M-1 bits sont
obtenues par décalages circulaires de la s~quence initiale,
lo à l'exception de la premi~re toujours constituée de zéros.
Une autre classe de suites utilisables, parfaitement
orthogonales, est celle constituée par des séquences de
Hadamard. Un exemple de telles séquences est illustré dans `
le tableau 2, pour des échantillons également constitués
par des bits.
Tableau 2 -
_
Valeur de l'entrée 6 Suite SQ générée
. _ _ _
O 1 1 1 1 1 1 1 1
.
1 1 0 1 0 1 o 1 o
.,. ~,
2 1 1 0 0 1 1 0 0 -
,. ~
3 1 0 0 1 1 0 0 1 ~`;
, 4 1 1 1 1 0 0 0 0 `
1 0 1 o 0 1 0 1 -
:: ~':
6 1 1 0 0 0 0 1 1 _
7 1 0 0 1 0 1 1 0
:; _ _
.~,; ~ .
~, La longueur de ces suites ou séquences est de 8.
La description précédente fait apparaitre que chaque
bloc de k bits du signal SN a été transformé en une suite
SQ correspondante, chaque suite SQ comportant une
composante pseudo-aléatoire. L'information utile est codée
~; dans cette suite SQ et les différentes suites sont
orthogonales ou quasi-orthogonales entre elles. Dès lors
que N et q sont grands devant k ou devant N, on comprend
que cette opération de codage a consisté à augmenter de
façon importante le nombre d'échantillons à transmettre et
2125~4
~_ 8
:..
qu'on a donc réalisé un étalement du spectre du signal
utile SN à l'aide d'aleas fournis à basse fréquence.
Le principal avantage de l'invention réside justement
dans ce codage qui est réalisé à la fréquence bit et non
pas à la fréquence chip (où l'étalement de spectre est
réalisé par séquence directe). La fréquence de travail des
moyens décrits jusqu'ici peut ainsi ~tre très faible, de
l'ordre de 16 Kbits, à comparer avec 10 Mchips dans le cas
d'un étalement de spectre par séquence directe.
Il est à signaler que les échantillons peuvent
prendre des valeurs plus importantes, en fonction de la
modulation utilisée dans des moyens d'émission 25 auxquels
sont fournis les suites SQ.
Ces moyens d~émission 25 fournissent un signal STR
transmis à l'attention du récepteur. Ils peuvent être de
type quelconque, analogique ou numérique.
Dans le mode de réalisation repr~senté, les moyens
d'émission 25 sont de type numérique et comportent un
modulateur à décalage de phase 28. ~e modulateur 28 est par
exemple de type MPSR (Multiple Phase Shift Keying) où M
correspond ici au nombre de valeurs possibles des
échantillons q des suites SQ et donc au nombre d'états de
phase du signal modulé STR. Il est par exemple possible
d'effectuer une modulation BPSR si les suites SQ sont
exclusivement constituées de bits, une modulation QPSR si
les entiers des suites SQ sont chacun compris dans
l'ensemble {0, 1, 2, 3}, et une modulation 64-PSR si les
~ ~ entiers des suites SQ sont chacun compris dans l'ensemble
;~- {0, 1, ... , 63}. Le modulateur 28 à décalage de phase peut
égalemënt être de type QAM. Il fournit un signal modulé
noté SM.
`~ Les moyens d'émission 25 peuvent également comporter
des moyens 26 d'étalement de spectre par séquence
d'étalement. La séquence d'étalement SE est générée par un
générateur de séquence d'étalement 27. Dans le mode de
réalisation représenté, on suppose que les bits des suites
SQ prennent leurs valeurs dans {0,1} et que les chips de la
séquence d'étalement SE prennent également leurs valeurs
212544~
9 ..
dans {0,1}. Chaque échantillon bi produit par les moyens 24
de génération de signaux est additionné modulo L à G aléas
es appartenant à l'ensemble {O, 1, ..., L-1} et issus du
générateur 27, où G représente le gain d'étalement par
séquence directe. L'augmentation de débit occasionné par ce
traitement est égal à G. Dans le cas d'un étalement de
spectre par séquence directe, c'est donc le signal de
sortie des moyens 26, noté SQE, qui est appliqué au
modulateur 28.
Chaque échantillon ai d'une suite SQE prend sa valeur
dans {0, 1, ..., L-1}. Dans le cas où aucun étalement par
séquence directe est mis en oeuvre, G = 1 et es = 0, c'est
à dire que cet opérateur est transparent. -~
Le signal STR émis à l'attention du récepteur est de
la forme~
STR(t) = ~ g(ai).he(t-iTs) (1)
où g est la fonction de mapping réalisée par le modulateur
28, Ts le temps symbole et he(t-iTs) le filtrage émission.
~ A titre d'exemple:
!''' ~ 20 - en modulation BPSK, L = 2 et on a g(0) = -1 et g(1) = 1
~ Dans ce cas la relation 1 s'écrit:
.,,~ , :, ::
STR(t) = ~ (2ai-1).he(t-iTs) avec ai = ou 1
- en modulation QPSK, L = 4 et g(0) = 1, g(1) = j, ~-
~,; g(2) = -1 et g(3) = -j -~
~i~t~ 25 - en modulation 8PSK, L - 8 et g(k) = e2ik~/
De façon générale, en modulation MPSK, L=M et
~ g(k)=2ik~/M. ~; .,r~
`~ On notera que la fonction de mapping g du modulateur
doit respecter la relation:
L
x ~ y) = g(x)-g(y) ~-
lorsqu'un étalement par séquence directe est mis en oeuvre
(G > 1).
~;~ 35 La réponse impulsionnelle he du filtre émission est
supposée telle que: ~-
212~44
..
+o~
- ~ he2(t) dt = 1
--oo
et
+o~ ,
- ~ he(t).he(t~kT) = o pour k t o (critère de Nyquist).
0~ .
Les moyens 26 d'étalement de spectre par séquence
directe sont bien entendu optionnels dans l'invention et
sont pour cela représentés en traits discontinus.
Les moyens d'émission 25 peuvent également comprendre
des moyens 29, 30 d'évasion de fréquence, également
optionnels et donc représentés en traits discontinus, aptes
à modifier la fréquence porteuse du signal transmis au
récepteur. L'évasion de fréquence consiste à changer
fréquemment de fréquence porteuse afin d'élargir encore le
spectre du signal transmis au récepteur. Le signal modulé
SM, en bande de base ou en fréquence intermédiaire, est
15- appliqué à un multiplieur 29 recevant un signal de
fréquence porteuse d'un générateur 30.
On constate que le générateur d'aléas de phase 23
permet ur. codage basse-fréquence du signal à transmettre et
permet de modifier de manière pseudo-aléatoire la phase du
signal transmis lorsque la modulation est de type MPSK. On
peut ainsi considérer que le générateur 23 et les moyens de
combinaison 22 assurent une fonction d'évasion de phase
réalis~e en basse-fréquence. Une modulation d'amplitude,
également pseudo-aléatoire, du signal à transmettre vient
se combiner avec cette évasion de phase lorsque la
modulation est de type QAM (modification de la phase et de
l'amplitude du signal transmis). C'est ainsi que le système
de transmission de l'invention permet d'obtenir une
résistance importante aux brouillages ECM.
30Le signal de sortie STR des moyens d'émission 28 est
transmis par voie hertzienne au récepteur 31 dont le schéma
~ synoptique est donné à la figure 3.
;` ~ Le récepteur 31 reçoit un signal STRr correspondant
au signal STR bruité par le milieu de transmission. Il
~ 35 comporte des moyens de réception généralement référencés
..,~:
- ~ 212~444
par 40 restituant les suites SQ de q nombres entiers,
notées SQr au niveau du récepteur. Les moyens de réception
comprennent ici des moyens 32 de suppression de la
fréquence porteuse pilotés par un oscillateur local 33. Les
moyens 32 comprennent classiquement deux mélangeurs
commandés par des signaux d'horloge en quadrature et on
obtient en sortie de ces moyens deux signaux en quadrature.
Lorsqu'une évasion de fréq~lence est utilisée au niveau de
l'émetteur 20, l'oscillateur local 33 fonctionne en
synchronisme avec celui de l'émetteur, référencé 30. Cette
synchronisation peut être obtenue par des moyens connus. Le
~; signal de sortie des moyens 32 est noté SMr et correspond
au signal SN de l'émetteur.
Le signal SMr est appliqué à des moyens 34 de
compression de spectre destinés à supprimer l'étalement par
séquence directe éventuellement effectué au niveau de
l'émetteur 20. Des moyens de compression de spectre sont
~ notamment décrits dans "Digital Communications" de J.G.
:~ PROAKIS, McGraw-Hill ~, chapitre 8. Ceux représentés à la
figure 3 comprennent un échantillonneur 35 commandé à la
fréquence chip Fc suivi d'un module 36 de compression de
spectre. Le module 36 comporte un multiplieur complexe 37
suivi d'un sommateur 38. Le multiplieur 37 reçoit une
séquence directe SE d'un générateur 39, cette séquence
directe SE étant identique à celle générée par le
générateur 27 de l'émetteur 20. Le calage de phase de ces
deux séquences directes est obtenu par des moyens connus.
Le sommateur 38 calcule, pour chaque bloc de G
; échantillons rk cons~cutifs issus du multiplieur 37, la
somme suivante~
k = ~ rk-g (esk)
où esk est la valeur du chip à l'instant k de la séquence
directe SE et * désigne le complexe conjugué. Cette
sommation permet de supprimer l'étalement spectral par
séquence directe.
: .,~
- 212~44~
12
,
Chaque somme Uk correspond donc ~ un échantillon ai
du signal STR transmis au récepteur. En sortie du module
36, on dispose donc de suites SQr identiques aux sui~es SQ
issues des moyens 24 de génération de signaux de l'émetteur
20.
Ces suites SQr sont appliquées ` des moyens 45 de
traitement qui ont pour fonction de réaliser une
démodulation du signal reçu et de supprimer l'aléa de phase
Ea introduit au niveau de l'émetteur 20 par le générateur
10 d'aléas 23. -
Dans le mode de réalisation représenté, les moyens 45
de traitement comprennent des moyens 41 de corrélation qui
calculent, pour chaque bloc de Q sommes U successives, la
valeur suivante:
s = ~ Uk.g (bk)
~ pour s = 0 à M~
- Les moyens 41 de corrélation re~oivent pour cela un
signal de référence SR constitué par les différentes suites
SQ pouvant être g~nérées au niveau de l'émetteur 20, c'est -~
à dire celles par exemple représentées dans les tableaux 1
ou 2. L'intérêt d~ générer des séquences orthogonales ou
quasi-orthogonales à l'aide du générateur 24 de la figure 2
(et non pas des séquences quelconques) est qu'il est aisé
de détecter une corrélation de ces signaux.
Les corrélations calculées fournissent des sommes C0
à cM~1 qui correspondent chacune à un des entiers issus des
moyens;de combinaison 22 de l'émetteur 20. Ces sommes sont
;30 appliquées à un démultiplexeur 42 recevant d'un générateur
43 un signal Ea identique à celui généré par le générateur
23 de l'émetteur, et en phase avec celui-ci.
Le démultiplexeur 42 sélectionne N sommes cS parmi M
'.`1`::` ~
en fonction de la valeur de l'aléa Ea. De façon générale,
`~; 35 le démultiplexeur 42 assure une fonction inverse f~1 pour
supprimer l'aléa de phase introduit en basse fréguence à
~ l'émission.
: ,~
1'~
212~444 ` `
13
A titre d'exemple, si les moyens de combinaison 22
produisent: M
s = Ec ~ Ea
le démultiplexeur 42 fournit en sortie les signaux:
M
i 7Ea~
pour i = O à N-1 et Ea appartenant à 1'ensemble -~ :
{o, 1, ..., M-1}. Le démultiplexeur 42 s~lectionne ainsi
les échantillons cS en fonction de l'aléa Ea.
Chaque échantillon di correspond donc à un a~
: échantillon Ec de l'émetteur. Ces échantillons di sont ~: ;
ensuite appligués à des moyens 44 de décodage effectuant
15 une opération inverse de celle des moyens de codage 21 de .-
l'emetteur 20. Ils peuvent en outre réaliser un :~
désentrelacement des échantillons décodés si les moyens de
~ codage réalisent un entrelacement des échantillons codés.7'
:: Le signal de sortie SNr des moyens de décodage 44
correspond alors au signal numérique SN de l'émetteur.
Bien entendu, d'autres modes de réalisation des
moyens 45 de traitement sont envisageables. Il est par
exemple possible de ne calculer que les échantillons di
?'~ selon la xelation:
di = Uk.g*(b~Ea ~ i)
k=0
Ce calcul direct permet de ne pas utiliser
d'algorithme de corrélation rapide et donc de simplifier la
réalisation pratique du récepteur. Seules les corrélations
utiles sont alors calculées. Les moyens de traitement 45
?'`:~, comprennent alors uniquement des moyens de corrélation tels
Vj ~ que 41, recevant le signal Ea.
.i La présente invention s'applique par exemple aux
35 systemes de transmission où des codes correcteurs d'erreur -.:
sont utilisés et où un alphabet de signaux orthogonaux de :
: taille ~rès importante, sup~rieure à l'alphabet utilisé par
. ~ 2125~44
. 14
, ,~,
le code correcteur d'erreurs, est disponible. Les éléments
de l'alphabet non utilises par le code peuvent ê~re
utilisés pour le codage pseudo-aléatoire basse-fréquence du
signal à transmettre, permettant ainsi d'améliorer à faible
co~t la robustesse du système vis à vis de l'interception.
-,~
~' ~ ~ ~
I ~
I ~ :
1~ ~
I ~
1. ~: .
1,~ ~ ~
l ~
I
l ,~
1-
1 ~
