CA 02470550 2004-06-17
WO 03/054576 PCT/FR02/04397
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PROCEDE D'AMELIORATION DE LA DETERMINATION DE L'ATTITUDE
D'UN VEHICULE A L'AIDE DE SIGNAUX DE RADIONAVIGATION PAR
SATELLITE
La présente invention se rapporte à un procédé d'amélioration de
la détermination de l'attitude d'un véhicule à l'aide de . signaux de
radionavigation par satellite.
La détermination d'attitude à l'aide de signaux de radionavigation,
en particulier de signaux GPS, consiste à comparer les différences de
distances satellites-porteur par rapport à une base d'antennes connue. Une
très grande résolution de mesure est donc nécessaire. Pour atteindre cette
résolution, les mesures de phase du signal GPS sont utilisées.
Cependant, la détermination d'attitude par GPS multi-antenne
ainsi réalisée nécessite des améliorations pour atteindre le haut niveau
d'intégrité exigé par les applications « safety-of-life », c'est-à-dire à
exigences de sécurité vitales
En effet contrairement au positionnement GPS qui exploite les
pseudo-distances délivrées par la boucle de poursuite du code (Delay
Locked loop, DLL) à partir d'une seule antenne, la détermination d'attitude
exploite les mesures de phases délivrées par la boucle de poursuite de
porteuse (Phase Locked Loop, PLL) et en mode différentiel entre paire
d'antennes. cela se traduit par un besoin d'amélioration des aspects
suivants
- amélioration du fonctionnement de la PLL en présence de
perturbations (interférences, multitrajets de structure ou autres,
sauts de phase PLL...)
amélioration de l'initialisation de la détermination d'attitude
(lever d'ambigu'ité), en particulier pour la réduction du domaine
2s de recherche, même en ayant recours à une aide partielle
(sans aide en cap) afin de réduire le temps d'initialisation et
surtout d'atteindre la fiabilité nécessaire en réduisant le risque
d'erreur,
- amélioration de l'intégrité de l'attitude GPS (détection des
erreurs).
L'invention a donc pour objet l'amélioration de la détermination de
l'attitude d'un véhicule à partir d'un signal de radionavigation, en
particulier
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d'un signal GPS. L'attitude d'un porteur inclut ici les angles de cap, tangage
et roulis dans un repère terrestre local.
Dans le cas de la détermination d'attitude, le signal GPS est reçu
simultanément par une paire (ou des paires) d'antennes, permettant d'établir
s l'écart des phases des signaux émis par les satellites GPS et mesurées
re pectivement_par chaçune des deux antennes de la paire considérée.
Dans le cas plus classique d'un simple positionnement, hors
mesure d'attitude, un récepteur GPS poursuit le signal GPS en codé à l'aide
d'une DLL (mesurant ainsi la pseudo-distance suivant la positiôn du code
reçu) et en porteuse à l'aide d'une PLL (mesurant la pseudo-vitesse suivant
la vitesse de phase reçue). Un canal de réception est dédié à chaque
satellite poursuivi. La DLL est donc primordiale pour la fonction localisation
par rapport à la PLL. Celle-ci peut d'ailleurs âtre momentânément remplacée
par une aide en vitesse (mode dit « code only »).
~5 Mais pour déterminer une attitude, si on voulait faire la différence
entre pseudo-distances des DLL entre deux antennes, la résolution obtenue
ne serait pas suffisante.
Par contre, la comparaison des phases reçues issues des PLL
permet d'atteindre la résolution nécessaire. Cependant, cette mesure
2o différentielle pose des problèmes spécifiques par rapport à l'utilisation
classique du positionnement GPS , problèmes qui sont
- PLL moins robuste aux interférences que la DLL,
- Mesure de phase modulo la longueur d'onde, d'où ce qui est
communément appelé « l'ambigu'ité » de la détermination
25 d'attitude par GPS,
- Mesure de phase sensible aux transitoires PLL : bruit, saut de
phase, ,
- Mesure différentielle entre antennes induisant une sensibilité
particulière au multitrajet local (multitrajet de structure,...).
so II apparaît nécessaire, pour satisfaire le besoin de mesure
d'attitude, en particulier dans le domaine aéronautique, avec les exigences
de sécurité requises, d'améliorer la robustesse et la précision des mesures
de phase du signal GPS, et d'améliorer et de fiabiliser le lever d'ambigu'ité.
Pour améliorer la robustesse et la précision des mesures de
35 phase, lors de la réception du signal GPS, on connaît des méthodes de
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réfection des sources d'interférences par traitement spectral ou spatial
appliqué au signal d'entrée (avant démodulation par le code ou la porteuse).
De plus le remplacement temporaire de la PLL par une aide en vitesse
(mode « code only ») permet de maintenir la DLL pour le positionnement en
cas de forte interférence, mais la PLL n'étant plus opérationnelle, les
mesures de-phase ne ont plus disponibles pour la mesure d'attitude..
En ce qui concerne la robustesse des mesures GPS vis-à-vis des
trajets multiples, on connaît des méthodes au niveau de la DLL ; corrélateur
étroit, ou méthodes inverses s'appuyant sur la connaissance a priori de la
~o forme de la fonction d'intercorrélation du code local et du code reçu.
Les solutions actuelles de traitement des interférences assurent
principalement le bon fonctionnement de la partie DLL et du positionnement
GPS (traitements avant démodulation, mode dit « code only »).
La mesure de phase et la détermination d'attitude ne sont donc
~5 pas toujours disponibles en cas de forte interférence méme si le
positionnement GPS peut être maintenu.
De même, en ce qui concerne la robustesse des mesures GPS
vis-à-vis des trajets multiples, les méthodes connues ne, permettent pas de
rejeter tous les trajets multiples pouvant dégrader spécifiquement la
2o détermination d'attitude, en particulier pour des trajets multiples à
faible
~ret~rd non détectables par les méthodes connues au niveau de la DLL
(résolution de la DLL insuffisante pour le besoin de mesure d'attitude).
Initialisant la détermination d'attitude, le lever d'ambigu'ité (LA)
conditionne la fiabilité de toute la phase d'exploitation ultérieure. Les
25 procédés connus de lever d'ambigu'ité procèdent par maximum de
vraisemblance parmi un ensemble de solutions potentielles présélectionnées
ou non. Sans connaissance a priori, ces solutions potentielles décrivent un
large domaine correspondant à un espace dont la dimension correspond au
nombre de satellites traités par paire d'antenne, et ayant pour demi-axes la
30 longueur de base comptée en nombre de longueurs d'onde, dans toutes les
directions de l'espace de recherche.
La taille du domaine de recherche détermine à la fois la durée du
lever d'ambigu'ité et surtout le risque d'erreur sur l'attitude initiale. Pour
réduire le domaine de recherche, une solution connue utilise
35 l'intermodulation de deux ou trois porteuses GPS (L1 x L2, L1 x LS,...) ce
qui
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a pour effet d'augmenter la longueur d'onde apparente. Cependant les
précisions recherchées peuvent nécessiter l'utilisation d'une base entre paire
d'antennes de grande longueur, encore supérieure à la longueur d'onde.
Des aides sont alors communément utilisées pour fournir des
attitudes initiales grossières et réduire ainsi l'espace de recherche. Par
exemple : _ -
- une centrale inertielle (IRS de la classe 2Nmi/h) peut fournir
l'attitude initiale (cap et verticale),
- des accéléromètres ou des capteurs de niveau peuvent fournir
le tangage et/ou le roulis initiaux (ICS de la classe 1 mg),
- un magnétomètre (ou une vanne de flux) peut fournir un cap
initial,...
Les méthodes d'aide pour réduire le domaine de recherche du
lever d'ambigu'ité ne s'appliquent plus si le cap n'est pas disponible, l'aide
étant alors incomplète ou partielle (recherche d'un système de navigation
optimisé en terme de coût, sans IRS-2Nmi/h, ni magnétomètre).
En l'absence de réduction du domaine de recherche, la
performance d'intégrité du LA peut être très insuffisante : de l'ordre de 1
lorsque le besoin est de 10-~.
2o En plus du besoin de lever des ambigu'ités potentielles, la
méthode actuelle ne permet pas de connaître la qualité du lever d'ambigu'ité
obtenu, ce qui serait pourtant essentiel avant de sélectionner les signaux
GNSS comme source d'attitude et de cap du porteur.
La présente invention a pour objet un procédé d'amélioration de
25 la détermination de l'attitude d'un véhicule à l'aide de signaux de
radionavigation, procédé qui permet à la fois d'effectuer cette détermination
avec la meilleure résolution possible, sans être sensible ni aux interférences
ni aux multitrajets.
Le procédé conforme à l'invention, mis en oeuvre à l'aide d'au
3o moins une paire d'antennes, est caractérisé en ce qu'il consiste à réaliser
une boucle de phase porteuse (PLL) en sommant les deux signaux issus
d'une paire d'antennes distantes d'une demi-longueur d'onde, ces signaux
étant rendus cohérents avant sommation, à réaliser une mesure d'écart de
phase sur les signaux issus d'une paire d'antennes distantes de plusieurs
35 longueurs d'onde, en passant par le domaine fréquentiel, puis à effectuer
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une réduction du domaine de recherche du lever d'ambigu'ité initial pour la
détermination d'attitude d'un véhicule par mesure GPS interférométrique et
mettre en oeuvre un test statistique pour la sélection de l'ambigu'ité
La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la
description d'un mode de mise en oeuvre, pris à titre d'exemple non limitatif
et illustré par le dessin annexé, sur lequel-:
- la figure 1 est un schéma illustrant la différence de marche d'un
signal GPS, vue par une paire d'antennes,
- la figure 2 est un bloc-diagramme d'un canal de réception GPS
utilisé par le procédé de l'invention,
- la figure 3 est un diagramme expliquant l'étape de
détermination d'attitude selon là présente invention,
- la figure 4 est un diagramme illustrant le traitement de mesure
PLL robuste conformément à l'invention,
~5 - la figure 5 est un diagramme illustrant le traitement de mesure
d'écart de phase avec excision fréquentielle, conformément à
l'invention,
- la figure 6 est un diagramme illustrant le traitement de mesure
précise d'écart de phase avec PLL robuste, conformément à
20 l'invention, et
- la figure 7 est un diagramme illustrant la première étape de
définition de domaine de recherche de lever d'ambigu'ité sans
aide en cap, conformément à l'invention.
La présente invention est décrite ci-dessous en référence à la
25 détermination de l'attitude d'un aéronef à l'aide de signaux de
radionavigation émis par une constellation de satellites GPS, mais il est bien
entendu qu'elle n'est pas limitée à cette seule application, et qu'elle peut
être
mise en oeuvre pour d'autres sortes de véhicules, et qu'elle peut avoir
recours à d'autres signaux de radionavigation.
3o La différence de marche du signal GPS vue par une paire
d'antenne est représentative de l'angle B entre la base d'antenne b et la
direction (LOS) du satellite, comme le montre la figure 1. Cette différence de
marche est mesurée par la phase différentielle entre les antennes GPS
référencées 1 (antenne maitre) et 2 (antenne esclave). Pour cela, le GPS
35 délivre deux mesures de phases ambiguës (partie fractionnaire par rapport
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à la longueur d'onde) respectivement pour chaque paire d'antenne et pour le
satellite en vue considéré. On a représenté en traits interrompus les
différents plans d'onde successifs du signal du sâtellite considéré.
La différence de marche est définie géométriquement par la
projection, (ou le produit scalaire) de la longueur de base d'antenne sur la
_ direction .du.satellite.considéré : _
Oc~=(n+Fract)*7~=ü~b,
avec,
Ode, dïfférence de marche,
n, partie entière (ambigüité),
Fract, partie fractionnaire, délivrée par le calculateur GPS
7~, longueur d' onde
ü, direction du satellite,
b, longueur de base d' antenne
Pour délivrer une mesure de phase, un récepteur reçoit et traite le
signal GPS à l'aide d'une boucle de poursuite en code (DLL) et d'une boucle
de poursuite en porteuse (PLL) comme le montre la figure 2, qui se rapporte
à un canal de réception 3.
Une des antennes, par exemple l'antenne 1, est suivie d'un circuit
4 comportant un filtre de démodulation, avec commande automatique de
gain et conversion analogique-numérique du sïgnal reçu. Le circuit 4 attaque
~5 deux démodulateurs 5 et 6. Un oscillateur local numérique 7 attaque
directement le démodulateur 5, et via un déphaseur 8 de 90° le
démodulateur 6. Une horloge de référence 9 est reliée aux circuits 4 et 7.
Les démodulateurs 5 et 6 attaquent des corrélateurs 11 et Q1 référencés 10
et 11, et des corrélateurs 12 et Q2 référencés 12 et 13. Les corrélateurs 10
et
20 11 fournissent S1 0 à un circuit 14 correcteur DLL et à un circuit 15
correcteur PLL à fonction Arctg, tandis que les corrélateurs 12 et 13
fournissent S1 ~ au circuit 14. Le circuit 14 est relié à un générateur de
code local 16 qui est relié d'une part via un circuit 17 d'avance-retard aux
corrélateurs 12 et 13, d'autre part directement aux corrélateurs 10 et 11, et
25 qui fournit l'information de pseudo-distance. Le correcteur 15 est relié à
l'oscillateur 7 et fournit l'information de pseudo-vitesse. L'information de
phase ambiguë est disponible à la sortie de l'oscillateur 7.
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Dans le cas de deux antennes, les signaux reçus démodulés par
le code et la porteuse s'écrivent (en négligeant le retard sur les données)
r~ (t) = s~ (t) + n~ (t) = a.D(t). exp j(2~ft + cp) + n~ (t)
r~ (t) = s2 (t) + n2 (t) = a.D(t). exp j(2~ft + 2~fo~ + <p) + n~ (t)
_ 5_ ~ù~ .. _ _
- s1 (t) et s2(t) sont respectivement les signaux satellites reçus
par chaque antenne
- n1(t) et n2(t) sont respectivement les bruits reçus par chaque
antenne
- f est la fréquence porteuse résiduelle,
- f0 est la fréquence porteuse reçue
- <p est la phase initiale du signal (indéterminée)
- D(t) est le signe de la donnée (qui module éventuellement la
porteuse)
15 - a est l'amplitude du signal traité
est le retard de propagation de l'onde entre les deux
antennes = d~cos(A)
( ), séparées de d et d'incidence 8.
c
La détermination de l'attitude est obtenue par calcul à partir des
mesures de phases ambiguës, en additionnant l'ambigu'ité préalablement
2o initialisée. et entretenue, puis en inversant la projection de la ligne de
base
sur les directions des différents satellites, suivant le synoptique de la
figure
3. Les LOS des satellites sont issues de l'ensemble « Position-vitesse-temps
résolus » (PVT) résolu par le positionnement GPS, et de l'ensemble
Position-vitesse satellite calculées » (PVS) calculé par le récepteur à partir
25 des données de navigation reçues (éphémérides ou almanach) et du temps
résolu.
Sur le diagramme de la figure 3, le vecteur de base (18) est
déterminé d'après la connaissance de la direction du satellite (LOS) et des
phases ambiguës, après lever d'ambigu'ité (19) opéré ~(20) sur les phases
3o ambiguës et réalisé à l'initialisation du dispositif, puis entretenu en
temps
réel, en connaissant les vitesses de phase. A partir de la détermination du
vecteur de base, on extrait l'attitude du véhicule (20) et donc les paramètres
d'attitude GPS de ce véhicule.
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Le LA initial consiste à sélectionner pour chaque satellite le
nombre entier de longueurs d'onde correspondant à la partie entière de la
différence de marche du signal GPS.
Du fait de l'existence de biais de phase différents dans chaque
canal RF du récepteur, on réalise pratiquement la double différence des
_ écarts de phase pris sur des axes à -vue différents ; ce procédé utilisé
classiquement pour la résolution des biais différentiels entre récepteurs GPS
permet ici la résolution d'attitude.
Cette sélection est prise dans un domaine de recherche incluant
au départ toutes les valeurs possible d'ambigu'ité. En absence de
connaissance à priori, le domaine est borné pour chaque satellite par le
nombre entier de longueur d'onde contenu dans la ligne de base.
L'utilisation d'une aide consiste à réduire cet intervalle de
recherche.
~5 Pour cela la prédïction de cette valeur est donnée par l'utilisation
de la formule suivante (cas d'une longueur de base définie par deux
antennes, et ses angles géographiques tangage et cap)
nDOMAINE = E(U ~ bAIDE)~dn
avec
dn = E a(u ~ bAIDE ) ,dPi
aPi
où,
Cos(tangageAIDE ).Cos(CapAIDE )
bAIDE = COS(tangageAIDE )~Sln(CapAIDE ) * bBODY
Sin(tangageAIDE )
Pi , paramètres d'aide, respectivement de tangage, de cap
clPi , incertitude à priori sur la connaissance du paramètre
bBCpY étant la longueur de base du véhicule considéré
Pour améliorer la robustesse et la précision des mesures d'écart
de phase entre antennes d'une paire d'antennes, utiles à la détermination
d'attitude, l'invention propose deux nouveaux traitements
réaliser la boucle de phase porteuse (PLL) en sommant les
deux signaux respectifs issus d'une paire d'antennes
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proches, distantes d'une demi-longueur d'onde pour
renforcer la tenue aux interférences et en fonctionnement â
faible rapport signal à bruit. La sommation est implémentée
à l'aide d'une méthode de traitement de signal permettant de
rendre cohérents les deux signaux avant sommation (par
intercorrélation normalisée) indépendamment de- tout biais --
des chaînes RF. Cette mise en cohérence confère à la PLL
une réjectïon spatiale des multitrajets qui ne sont pas dans la
direction privilégiée (par ailleurs, et de façon déjà connue,
cette paire d'antennes rapprochées peut également être utile
pour une première initialisation directe et non ambiguë de
l'attïtude),
réaliser la mesure d'écart de phase à l'aide d'une nouvelle
technique de traitement de signal sur deux signaux issus
~s respectivement d'une paire d'antennes suffisamment
écartées (plusieurs longueurs d'onde, pour accéder à une
bonne précision angulaire pour la mesure d'attitude). La
mesure d'écart de phase est obtenue en passant par le
domaine fréquentiel, ce qui permet de rejeter des signaux
2o non cohérents en fréquence (multitrajet à doppler décalé de
la fréquence privilégiée,...).
Pour effectuer la sommation sur deux antennes rapprochées,
l'invention consiste à asservir les deux PLL respectives de la paire
d'antennes par la même commande issue d'une sommation des deux
25 signaux détectés. Cette sommation permet d'augmenter le rapport signal à
bruit vu par la PLL. Cette sommation est préalablement rendue cohérente en
annulant le retard d'un signal par rapport à l'autre. Ce retard est d'abord
mesuré par intercorrélation complexe normalisée.
Un avantage corollaire à cette mise en cohérence est le rejet
so spatial partiel des signaux de multitrajets dont les directions vues par
les
deux antennes ne sont pas identiques entre elles.
Dans le détail (voir figure 4), l'invention consiste à
- calculer l'écart de phase par interférométrie (intercorrélation
normalisée 21 ) entre signaux homologues, c'est-à-dire issus
35 d'un méme satellite (S1 0 et S1b 0), délivrés respectivement
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par les deux antennes (22, 23) d'une méme paire d'antennes,
ces antennes étant distantes de moins de ~,/2, puis filtrés,
démodulés et desétalés (24, 25),
- réaliser une remise en cohérence par multiplication (26) des
5 signaux (S1 0 et S1 b 0) par la moitié du retard relatif (27)
- évalué par l'intercorrélation-normalisée précédente. Les deux
signaux sont préalablement retardés (28, 29) de façon à
compenser le retard introduit par l'intercorrélation ( 20ms dans
le présent exemple),
10 - asservir (30) la boucle de phase PLL à partir de l'addition
vectorielle (31 ) des deux signaux d'antennes remis en
cohérence. Les PLL sont alors asservies sur la phase
moyenne entre les deux signaux respectivement reçus par les
deux antennes, avec un gain de 3dB sur le rapport signal à
bruit.
La remise en cohérence des signaux démodulés sur la base de la
sortie d'intercorrélation normalisée (représentant un signal complexe
d'argument égal à l'écart de phase instantané, le bruit restant négligeable) a
pour conséquence de réduire l'effet des bruits décorrélés spatialement, de
2o manière proche d'une antenne de type « deux patches » à formation de
faisceaux.
Après remise en cohérence, les signaux étant sommés avant
d'asservir la PLL, cette sommation permet de gagner 3 dB sur le rapport
signal à bruit dans la boucle (donc ~ sur la précision de mesure) dans le
cas de bruits indépendants gaussiens, et ainsi de fonctionner en présence
de perturbations d'autant plus élevées.
De plus, tout signal d'interférence n'arrivant pas dans la direction
du signal sera atténué, mais avec une efficacité dépendant de la largeur de
bande de cette interférence vis à vis de la distance de séparation des deux
antennes
Soit, selon l'invention, les antennes sont rapprochées à mieux que
7~/2, et dans ce cas l'atténuation d'une onde cohérente est réalisée sans
autre ambigu'ité angulaire sur tout type d'interférence (bande étroite et
bande
large),
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Soit les antennes sont écartées de plusieurs longueurs d'onde, et
dans ce cas, la directivité devient illusoire sur les signaux à bande étroite,
du fait des ambigu'ités spatiales (une directivité spatiale non ambiguë ne
pouvant être atteinte que dans le cas de bruit de très large bande, non
compatible avec la bande passante classique des récepteurs). Cette
- disposition n'est pas retenue: -
Pour améliorer la robustesse des mesures d'écart de phase,
l'invention propose de réaliser une intercorrélation en passant par le
domaine fréquentiel. Ainsi on associe à la mesure d'écart de phase un
traitement dans le domaine fréquentiel par l'intermédiaire d'une
transformation de Fourier rapide directe (DFT) des deux signaux reçus sur
les deux antennes (antennes 22 et 23A -voir figure 5), ces deux signaux
étant issus d'un même satellite. Cette transformation étant suivie d'un
produit complexe dans le domaine fréquentiel, d'un traitement d'excision de
15 fréquence pour rejeter les signaux de fréquence anormale (multitrajet à
doppler non cohérent...) puis d'une DFT inverse considérée au décalage de
temps nul (l'écart de phase entre les deux signaux porteuses étant mesuré
par la valeur de l'intercorrélation pour un décalage de temps nul).
Cette solution permet de "nettoyer" le spectre des signaux de
2o porteuse démodulés, des raies ou bandes parasites ayant pu se superposer
au signal de porteuse (interférences à bande étroite, trajets multiples
décalés en Doppler...)
Ce traitement est réalisé au rythme de la corrélation du code
(typiquement de l'ordre de 1 kHz) après transformation de Fourier par FFT
25 des sorties « I » et « Q » de corrélation. Un procédé pour le réaliser est
par
exemple:
- une normalisation du spectre (centrage et normalisation de
l'écart-type du bruit de fond, par fenêtrage glissant par
exemple, permettant d'estimer le bruit de fond en dehors des
3o niveaux fréqûentiels dus au signal utile)
- une détection des pointes de bruits, et identification de la
porteuse (a priori, de rapport signal à bruit le plus important et
le plus stable ; typiquement 10 dB dans 1 KHZ en GPS)
- la suppression des pointes de bruit dans le domaine
35 fréquentiel des deux signaux (excision fréquentielle par mise à
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zéro ou au niveau du bruit de fond des amplitudes spectrales
aux fréquences détectées),
- la multiplication complexe des spectres conjugués filtrés
(intercorrélation)
- le retour en temporel par DFT inverse considérée à zéro, pour
- - obtenir-l'intercorrélation entre les 2 signaux et donc leur écart - --
de phase relatif.
L'avantage de cette méthode est de permettre le calcul des écarts
de phase dans une bande relativement large compatible avec des évolutions
de dynamique importantes (sans devoir intégrer outre mesure), en
bénéficiant d'une élimination des bruits pouvant apparaître dans la bande.
Dans le détail, comme représenté en figure 5, l'invention consiste
à:
réaliser les transformées de Fourier (32, 33), par exemple par
15 FFT-128 points, des deux signaux (échantillonnés à environ
1 KHz)
- réaliser une suppression des bruits (34, 35) de chacun des
deux spectres complexes obtenus, et incluant une
normalisation spectrale menée au moyen d'une fenêtre
2o glissante servant de référence de calcul de bruit (typiquement
2x10 points dans le cas d'une FFT à 128 points)
- une détection des bosses de bruit (36, 37) sur la base du
spectre normalisé, et la détermination de la raie porteuse et de
son pistage (sur un critère de niveau et stabilité du rapport
2s signal/bruit et de sa position en fréquence), et élimination des
bosses identifiées à du bruit ou des trajets multiples, de
manière conjointe sur les deux spectres
- réaliser une intercorrélation par produit complexe (38) des
spectres (le deuxième signal étant conjugué : 39)
30 - réaliser le calcul de son argument à décalage nul (pour
l'abscisse zéro) par une DFT inverse complexe (40), pour
exprimer la phase différentielle (41 ) entre les deux signaux de
départ. La date de validité de cette phase mesurée est
synchrone du milieu de l'intervalle de temps d'analyse (20 ms
35 par exemple).
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Pour un rapport signal à bruit typique de 40dBHz, la précision
ainsi obtenue est de l'ordre de 0,5° à 5Hz (5° à 50Hz).
La figure 6, combinant les figures 4 et 5, présente le traitement
complet dans le récepteur, pour la mesure d'écart de phase précise avec
PLL robuste. Sur cette figure, les mêmes éléments que ceux des figures 4 et
sont affectés des mêmes références numériques. -
On va maintenant décrire la partie de procédé de l'invention se
rapportant au lever d'ambigu'ité avec aide partielle.
Dans le cas d'une aide partielle (pas d'aide en cap) l'invention
consiste, pour la présélection du domaine des ambigu'ités potentielles à:
- Définir un premier domaine de recherche d'ambigu'ité par deux
hypothèses particulières sur le cap d'aide, et en utilisant les
autres aides connues.
- Puis élargir ce domaine avec les incertitudes sur les autres
~ 5 paramètres d'aide.
Ainsi, le domaine de recherche est réduit, même en cas d'aide
partielle, optimisant ainsi le temps d'initialisation et la robustesse de la
détermination d'attitude par GPS.
Ces hypothèses particulières de cap a priori sont les suivantes et
2o correspondent à
- cap d'aide égal à l'azimut du satellite (maximum du produit
scalaire de projection de la base d'antenne sur cette direction)
- cap d'aide égal à l'azimut du satellite + 180° (minimum de
projection).
25 La figure 7 illustre la première étape de définition du domaine
Sur cette figure, on a repéré les vecteurs de tangage d'aide et d'azimut du
satellite considéré, ainsi que les vecteurs b et u définis précédemment.
On a alors
30 nMIN = E(U ~ bAIDE(TangageAIDE,AZimutgATELLITE '~ T~))
nMAX - E(U ~ bAIDE(TangageAIDE,AZimutSATELLITE ))
L'élargissement du domaine est ensuite donné par
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nnniN = nnniN -dn
n Max = n Max + d n
avec
a û~b
dn = E ( AIDE ) ,dPi
8Pi
et Pi parâmètres d'aides res-tant disponibles (tangage accélérométrique)
Dans le cas d'une base complémentaire courte, la présente
invention apporte une solution au problème de transfert d'ambigu'ité sur la
base longue en présence de biais de propagation.
En fait, la démonstration suivante montre que l'utilisation de
doubles différences au lieu de simples différences, appliquée à cette
configuratïon de trois antennes (base longue+ base courte : voir en figure 6
les antennes 22, 23 et 23A), permet de lever directement l'ambigu'ité sur la
~o phase, ou de la réduire à quelques unités si le retard de propagation RF
est
plus important qu'une demi longueur d'onde. L'ambigu'ité sur l'écart de phase
sur la base longue étant résolue, il est alors possible de calculer l'attitude
du
porteur.
Ayant obtenu l'attitude du porteur, il est alors possible de
~5 reconstituer (par inversion de l'estimatïon) le biais de propagation RF sur
les
bases courtes et longues (par estimation de la différence entre les mesures
d'écart de phase entre antennes et les mesures d'écart de phase théoriques
reconstitués à partir de l'estimation de l'attitude).
Ce procédé permet de compenser les différences de marche de
20 l'onde entre antennes avec suffisamment de précision, pour améliorer le
rapport signal à bruit en direction des satellites, et (comme retombée
naturelle) diminuer l'effet des sources d'interférences corrélées dans
l'espace.
Le rapport entre les écarts de phases entre les antennes 1 et 2
25 (distantes de D12) et 1 et 3 (distantes de D13), s'écrit:
( 1 ) ~~P12 = Ocp13 X D~ 2
Dis
et, pour un satellite i:
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bcp13i = 2n;~ + ~cp13i + ~13
~cp12i = S~pl2i + ~12
de même pour un satellite j:
~<p13j = ~ni7~ + S<p13j + ~13
_ Q~p12j = b<p12ji + ~12
5
S<pl3j : écart_de_phase_mesuré-sur_base_longue
Ocpl2j : écart_de-phase-mesuré-sur_base_courte
~l3:biais_RF-base_longue
~l2:biais_RF_base_courte
nj;ambiguité_de_mesure_de-phase_base_longue
~~P12i - S~P12i + - ~ ~ D12 = ~~n ~t -I- b + ~13 ~ ~ D12
~12 ~P13i p i ~Pl3i X13
13
cScp12i '+ ~12 - ~13 ~ D12 - ~~13i X D12 - ~2ni7C + S<pl3i ~ ~ D12
X13 X13 13
1o de même, pour un satellite j:
~cp12j +' ~12 - ~13 ~ D12 - ~~nj7~ + bcp13i ~ X D12
X13 X13
d'où l'expression de la double différence:
~<pl2i -~~12j -S(P12i -S~Pl2j =~2Oi -nj~?~+~cp13i -S~P13j~~ D12
13
_ _1 _ _
(n~ n~ ) ~7t (~~12i Ocp12j ~ ~ D13 - ~~~p13i ~~13j
12
Un avantage important de cette méthode basée sur l'utilisation
15 des trois antennes citées est de permettre la résolution directe des
ambigu'ités sur les mesures d'écart de phase simples indépendamment des
biais de phase des chaînes RF.
Toute autre méthode basée sur deux antennes seulement
nécessite de travailler sur les doubles différences de phases inter-
satellites,
2o qui réduit de 3 dB le rapport signal à bruit de mesure.
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Du fait des incertitudes de mesure sur la phase, la solution
précédente est en fait encadrée par les intervalles d'incertitude de mesures
(grossis du fait de la projection des longueurs); cependant on pourra se
limiter à seulement quelques ambigu'ités (+/-1 par exemple en bruit de phase
nominal, environ 5mm).
Cette -résolution directe- des ambigu'ités, - sans aides -externes,
permet le calcul de l'attitude, puis autorise la calibration des retards
RF(~13,
~12)~
Une fois le domaine de recherche défini, il est nécessaire de
disposer d'une méthode de LA fiable. La présente inventïon propose une
amélioration du LA, grâce à un nouveau critère d'évaluation statistique. Cette
nouvelle méthode élabore également un critère d'évaluation de l'ambigu'ité
résolue.
Le principe est le suivant
- les mesures d'écart de phase (non ambiguës) et l'attitude
porteur sont reliées par transformation linéaire, H, fonction de
la géométrie des axes à vue des satellites,
- le calcul de l'attitude sur la base de l'ensemble des
combinaisons d'ambigu'ité de phase conduit pour chaque
2o hypothèse à un vecteur de résidus de mesures de phase
(écart entre l'écart de phase mesuré et l'écart de phase
théorique reconstitué),
ces résidus de phases sont normalisés par leur écart type estimé
(dépendant de l'imprécision des mesures d'écart de phase élémentaires et
des écarts de phase reconstitués). Ils sont significatifs de la distance
existant
entre l'attitude estimée et
- l'attitude réelle (sous l'hypothèse qu'aucune mesure n'est
erronée).
- sous l'hypothèse que les bruits de mesure de phase suivent
so une distribution Gaussienne, on peut alors appliquer un test de
détection quadratique, selon une loi du Khi-2 (somme des
carrés des écarts types pondérés sur les différents axes
satellites, éventuellement intégré sur plusieurs récurrences
temporelles)
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- les solutions concurrentes sont sélectionnées sur la base d'un
seuillage fonction des probabilités de détection et de fausse
alarme choisies, fonctions de la loi du Khi-2,
- dans le cas où plusieurs solutions restent en concurrence, un
s test complémentaire de résidus portant sur la longueur de
base apparente de la solution d'attitude-est réalisé, -
- s'il reste malgré tout encore des solutions candidates (liées à
la non observabilité des solutions), il convient de tester un
autre sous-ensemble de satellïtes visibles (ce qui permet
d'écarter une erreur d'un jeu de satellites).
Selon des variantes du procédé de l'invention, pour plus de
robustesse de la mesure de phase, on peut utiliser simultanément
des antennes rapprochées (ou des éléments d'une multi-antenne
type CRPA) permettant de mieux éliminer des sources de bruit cohérentes
spatialement, et utilisable pour initialiser le lever d'ambigu'ité, des
antennes
éloignées permettant de réaliser des mesures précises d'écart de phase,
initialisées à partir des antennes rapprochées, ou de tout autre moyen
inertiel de calcul d'attitude.
Pour plus de robustesse du test de sélection des ambigu'ités, on
2o peut élargir le domaine de recherche de quelques ambigu'ités
supplémentaires
- une ou deux ambigu'ités pour compenser les troncatures dues
aux calculs par parties entières
- une ambigu'ité pour le bruit de mesure sur la partie
2s fractionnaire de la phase interférométrique
Pour améliorer le contrôle d'intégrité, le test peut être appliqué sur
plusieurs récurrences de mesures d'attitude ( ce qui réduit la cadence de
renouvellement).
