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ROCEDE DE TRAITEMENT D'UN SIGNAL ANALOGIQUE ET DISPOSITIF DE MISE EN
CEUVRE DU PROCEDE
L'invention concerne un procédé de traitement d'un signal
analogique dont le spectre fréquentiel présente sur une largeur de bande
déterminée deux lobes principaux séparés par une bande de fréquence où la
puissance est négligeable.
L'invention a aussi pour objet un dispositif de traitement d'un
signal analogique correspondant.
Le domaine de l'invention est celui de la radionavigation par
satellite.
Les systèmes de radionavigation actuels tels que les systèmes
GPS, GLONASS, sont des systèmes de positionnement dans les trois
dimensions, basés sur la réception de signaux émis par une constellation de
satellites.
Le signal émis par un satellite est typiquement composé d'une
porteuse modulée par un code d'étalement et éventuellement des données ;
la modulation BPSK (acronyme anglo-saxon de Binary Phase Shift Keying)
qui donne une porteuse présentant des sauts de phase de ~ à chaque
changement du code binaire, est couramment utilisée dans les systèmes
actuels.
On a représenté figure 1 a, une porteuse de période T, un code
d'étalement binaire aléatoire de fréquence F~ae, le signal en résultant,
modulé selon une modulation BPSK (désigné signal BPSK pour simplifier) et
l'enveloppe du spectre fréquentiel correspondant. Le spectre fréquentiel d'un
signal BPSK a (en puissance) une enveloppe de la forme
sin~x
1l F~~ae . sinc2( ~ f- fP ~ l F~ode ) avec sinc x = qui présente
~rx:
deux lobes principaux uniques respectivement centrés sur la fréquence
porteuse fp (fP=1!T), et la fréquence -fP et des lobes secondaires adjacents.
Afin d'améliorer les performances de navigation telles que la
précision du positionnement, la tenue au brouillage, ..., les nouveaux
systèmes de navigation par satellites (GPS amélioré, Galileo), utilisent la
modulation BOC (acronyme anglo-saxon de Binary Offset Carrier). On a
représenté figure 1 b, le signal résultant de la méme porteuse et du même
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code d'étalement, mais modulé cette fois selon une modulation BOC
(désigné signal BOC pour simplifier), et t'enveloppe (en puissance) du
spectre fréquentief correspondant, qui est de la forme
1/ F~ode . sinc2(¿ f fP I l F~de ) . sin2(~ f fP ~ / 2fsp ) l cos2(~ f fP ~ /
2fsP).
Le spectre fréquentiel d'un signal BOC présente deux lobes principaux
identiques écartés de part et d'autre de fQ (respectivement -fp), avec chacun
des lobes secondaires adjacents, comme représenté figure 1b. La
modulation BOC peut ëtre considérée comme étant une modulation BPSK
appliquée après avoir préalablement multiplié la porteuse par une sous-
porteuse dont la fréquence fsp est souvent un multiple de fP.
Le signal émis par le satellite est un signal analogique qui, après
avoir parcouru la distance entre le satellite et le récepteur, est convertï
par le
récepteur en un signal numérique en vue de traitements ultérieurs
numériques. Cette conversion comporte une étape d'échantillonnage du
spectre du signal reçu par le récepteur, suivie d'une étape de numérisation.
L'échantillonnage est réalisé selon une fréquence d'échantillonnage fe. On
sait que pour respecter le critère de Shannon qui permet d'éviter le
repliement du spectre, la fréquence d'échantillonnage fe doit être supérieure
ou égale à la largeur de bande du spectre.
Or le spectre d'un signal BOC, dont les lobes sont écartés, a une
bande de frëquence plus large que celui d'un signal BPSK, comme illustré
sur les figures 1 a) et 1 b) : il en résulte que l'échantillonnage d'un signal
BOC
est réalisé selon une fréquence d'échantillonnage plus élevée que celui d'un
signal BPSK. Or l'utilisation d'une fréquence d'échantillonnage élevée a pour
inconvénient d'induire un surcoût et une augmentation de la consommation.
Une solution pour pallier cet inconvénient consiste à ne traiter
qu'une partie du spectre après filtrage analogique : cela permet de réduire la
bande de fréquence avant l'échantillonnage. Mais ïl en résulte une perte de
puissance du sïgnal numérique obtenu et une perte de précision dans le
positionnement.
Un but important de l'invention est donc de conserver tes
avantages liés à la modulation BOC tout en réduisant fa fréquence
d'échantillonnage.
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Pour atteindre ces buts, l'invention propose un procédë de
traitement d'un signal analogique dont le spectre fréquentiel présente sur une
largeur de bande déterminée deux lobes principaux séparés par une bande
de fréquence où la puissance est négligeable, principalement caractérisé en
ce qu'il comprend une étape d'échantillonnage selon une fréquence
d'échantillonnage déterminée, et préalablement à cette étape
d'échantillonnage, une étape consistant à effectuer une translation de
frëquence des deux lobes principaux l'un vers l'autre en vue de réduire la
largeur de bande et donc la fréquence d'échantillonnage.
Cette translation peut étre obtenue par deux méthodes.
L'étape de translation des lobes peut être obtenue en multipliant le
signal analogique par un signal du type cos(a~ t), e~ étant déterminé à partir
de la frëquence de la sous-porteuse et de la largeur de bande des lobes
principaux ; la translation des lobes principaux ayant gënéré des lobes
parasites, le procédé comprend en outre, préalablement à l'échantillonnage,
une étape de filtrage des lobes translatés, en vue d'éliminer les lobes
parasites.
La translation des lobes et l'échantillonnage peuvent être
regroupés en une seule étape consistant à échantillonner le signal
analogique selon une fréquence d'échantillonnage spécifique fes ; le signal
analogique ayant été modulé par une porteuse et une sous-porteuse de
fréquence fsP, la fréquence fes est liëe à la fréquence fs~ par la relation
suivante fsp = N.fes- fes/4, N étant un nombre entier supérieur ou égal à 1.
II comprend de préférence une étape préalable de conversion en
bande de base du signal analogique.
Le signal analogique peut étre un signal modulé selon une
modulation de type BOC.
Selon une caractéristique de l'invention, le signal BOC comportant
une porteuse, un code et une sous-porteuse, présentant respectivement des
fréquences déterminées, le procédé comprend une étape de numérisation du
signal échantillonné et une étape de démodulation du signal numérisé basée
sur l'utilisation d'un code et d'une sous-porteuse générés localement, le code
local étant généré à partir de la fréquence du code, la sous-porteuse locale
étant générée à partir de la fréquence de la sous-porteuse déterminée et
réduite lors de l'étape de translation des lobes.
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Le signal analogique est par exemple un signal de
radionavigation.
L'invention a aussi pour objet un dispositif de traitement d'un
signal analogique dont le spectre fréquentiel présente sur une largeur de
bande déterminée deux lobes principaux séparés par une bande de
fréquences où la puissance est négligeable, caractérisë en ce qu'il comprend
un élément de translation de fréquence des lobes principaux l'un vers l'autre
apte à réduire la largeur de bande.
L'invention concerne enfin un récepteur d'un système de
radionavigation comportant un tel dispositif.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront
à la lecture de la description détaillée qui suit, faite à titre d'exemple non
limitatif et en référence aux dessins annexés dans lesquels
la figure 1a) représente schématiquement une porteuse de
période T, un code d'étalement binaire aléatoire égal à 1, -1, 1, 1, ... , et
le
signal BPSK émis en résultant, exprimés en fonction du temps et l'enveloppe
du spectre fréquentiel correspondant, exprimée en puissance,
la figure 1 b) représente schématiquement les mêmes code,
porteuse que ceux de fa figure 1a) ainsi qu'une sous-porkeuse et le produit
du code par cette sous-porteuse exprimés en fonction du temps et
l'enveloppe du spectre fréquentiel correspondant, exprimée en puissance,
les figures 2a), 2b) et 2c) représentent schématiquement les
enveloppes des spectres fréquentiels (exprimées en puissance) du signal
BOC de la figure 1b), en sortie de l'antenne du récepteur (fig 2a), aprës sa
conversion en fréquence intermédiaire Fi (fig 2b) puis en bande de base (fig
2c),
les figures 3a), 3b) et 3c) représentent schématiquement
(exprimés en puissance) l'enveloppe du spectre fréquentiel du signal BOC de
la figure 2c) aprés filtrage (fig 3a), le spectre fréquentiel d'un signal en
cos
(cut) (fig 2b) et l'enveloppe du spectre fréquentiel du signal BOC de la
figure
3a dont les lobes ont subi une translation par une méthode analogique (fig
3c),
les figures 4a) et 4b) représentent schématiquement (exprimés en
puissance) l'enveloppe du spectre fréquentiel du signal BOC de la figure 2c)
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après filtrage (fig 4a) et l'enveloppe du spectre fréquentiel du signal BOC de
la figure 4a dont les lobes ont subi une translation par une méthode
numérique (fig 4b),
la figure 5 représente schématiquement un premier mode de
réalisation d'un dispositif de traitement d'un signal analogique selon
l'invention,
la figure 6 représente schématiquement un deuxième mode de
réalisation d'un dispositif de traitement d'un signal analogique selon
l'invention,
la figure 7 représente schématiquement la boucle
d'asservissement de la porteuse et celle du code et de la sous-porteuse dans
le cas d'un disposüifi de traitement d'un signal BOC classique,
la figure 8 représente schématiquement un élément de calcul de la
phase locale commune au générateur de code et au générateur de sous-
porteuse dans le cas d'un dispositif de traitement d'un signal BOC classique,
les figures 9 a) et 9 b) représentent schématiquement le code
local (fig 9a) et la sous-parleuse locale (fig 9b) en fonction des phases
locales exprimées en chip, dans ie cas d'un dispositif de traitement d'un
signal BOC classique,
la figure 10 représente schématiquement la boucle
d'asservissement de la porteuse et celle du code et de la sous-porteuse dans
le cas d'un dispositif de traitement d'un signal BOC selon l'invention,
la figure 11 représente schématiquement un élément de calcul de
la phase du code Iocai et un élément de calcul de 1a phase de la sous-
porteuse focale dans le cas d'un dispositif de traitement d'un signal BOC
selon l'invention,
les figures 12 a) et 12 b) représentent schématiquement le code
local (fig 12a) en fonction de la phase locale exprimée en chip et la sous-
porteuse locale (fig 12b) en fonction de la phase locale exprimée en cycles,
dans le cas d'un dispositif de traitement d'un signal BOC selon l'invention.
On va à présent plus particulièrement considérer un signal BOC.
Le procédé selon l'invention vise à réduire la fréquence d'échantillonnage
d'un signal BOC.
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En sortie de l'antenne du récepteur, le signal BOC est, de manière
classique, converti en bande de base, en passant éventuellement par une
conversion préalable en fréquence intermédiaire Fi. Un filtrage passe-bande
est généralement appliqué avant la (ou les) conversions) de manière à
éliminer certains lobes secondaires ; un filtrage passe-bas est généralement
appliqué après la (ou les) conversion(s).
On a représenté le spectre du signal BOC de la figure 1b, en
sortie de l'antenne du récepteur (fig 2a), après sa conversion en fréquence
intermédiaire Fi (fig 2b) puis en bande de base (fig 2c). La largeur de bande
du spectre est alors B~nitiale ou Bi. Le signal BOC après sa conversion en
fréquence intermédiaire Fi est un signal réel alors qu'après sa conversion en
bande de base, le signal qui comporte une voie I et une voie Q {en
quadrature par rapport à la voie I), est complexe.
Ensuite, les lobes secondaires de la bande de fréquence située
entre les deux lobes principaux sont de préférence éliminés par filtrage afin
d'éviter les repliements lors de l'échantillonnage. On désigne Biobe~ ou Bi la
largeur de la bande contenant au moins un lobe principal.
On a vu que pour respecter le critère de Shannon, la fréquence
d'échantillonnage fe est supérieure ou égale à la largeur de bande du
spectre du signal BOC, en l'occurrence Bi.
On peut donc réduire fe en réduisant la largeur de bande,
préalablement à Péchantillonnage. Pour ce faire, on réduit la largeur de
bande du spectre du signal BOC, en effectuant une translation de fréquence
des deux lobes principaux l'un vers l'autre. Cette translation peut être
obtenue par deux méthodes.
Une première méthode, analogique, consiste à multiplier les voies
I et Q par un signal en cos (cot) représenté figure 3b, w étant de la forme 2~
(fsp-fspréa). Les spectres avant et après multiplication sont respectivement
représentés figures 3a et 3c ; après multiplication, chaque lobe est alors
centré sur une fréquence de sous-porteuse réduite, fspréa. On a fspréa ? B1/2.
Un dernier filtrage permet d'éliminer les lobes parasites pour éviter le
repliement lors de l'échantillonnage.
On obtient alors un spectre constitué des 2 lobes principaux ayant
subi une translation l'un vers l'autre et dont la largeur de bande est égale à
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environ 2BI comme illustré figure 3c ; le spectre est alors échantillonné
selon
une fréquence d'échantillonnage fe supérieure au égale à 2BI.
Une autre méthode, numérique, permet à la fois d'effectuer une
translation des lobes principaux fun vers l'autre et d'échantillonner : cela
est
obtenu en effectuant un échantillonnage selon une fréquence
d'échantillonnage spécifique fes. Cette fréquence les est déterminée à partir
des conditions suivantes, visant à éviter que lors de cet échantillonage
spécifique, il y ait un recouvrement entre lobes.
(1 ) les doit être supérieure ou égale à 2Bf,
(2) fsp~-B/2 < N.fe~, N étant un nombre entier supérieur ou égal à 1
(3) (N-1/2) fes < fsP-B/2
Ces conditions sont illustrées sur les figures 4a et 4b, sur
lesquelles sont respectivement représentés le spectre avant échantillonnage
et le spectre après échantillonnage tel que souhaité c'est-à-dire sans
recouvrement de lobes. Sont plus particulièrement représentés figure 4b, les
premier et deuxième lobes principaux correspondant à la raie située à la
fréquence 0 : pour respecter la condition de non recouvrement, la bande de
fréquence de ce premier lobe doit se situer en deça de la fréquence N.fes et
au delà de la frëquence (N-1/2). fes, ce qui se traduit par les conditions (1
),
(2) et (3).
Ces conditions sont remplies pour fsP = N.fes - fes/4
On prend de préférence pour N la plus grande valeur remplissant
cette condition afin de minimiserfes.
Cette méthode numérique présente l'avantage de réaliser deux
ëtapes (rapprochement des lobes et échantillonnage) en une et permet en
outre d'éviter de devoir effectuer par une méthode analogique la double
multiplication par le signal cos (~~t).
On a prësenté dans les exemples précédents une translation des
lobes principaux l'un vers l'autre par une translation de chaque lobe. Une
translation d'un seul lobe vers l'autre permet également de réduire la largeur
de bande et peut donc être effectuée selon une variante de l'invention.
Le procédé selon l'invention peut aussi s'appliquer à des signaux
analogiques « pseudo-BOC » obtenus à partir de deux signaux émis par une
même source et de manière synchrone, sur deux fréquences distinctes et
proches, chaque signal étant traité comme un lobe du spectre d'un signal
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BOC. C'est par exemple le cas pour le système Gaüleo avec des signaux
émis dans les bandes de fréqûences E'I et E2.
Dans les exemples présentés, les lobes principaux sont
identiques, mais l'invention s'applique également dans le cas où les lobes
principaux ne le sont pas.
Une fois échantillonnë selon l'une des méthodes précédemment
décrites, le signal analogique est numérisé. Le signal analogique ainsi
converti en un signal numérique est alors traité en fonction de l'application
souhaitée.
On va à présent décrire un exemple de dispositif de traitement
d'un signal analogique inclus dans un récepteur d'un système de
positionnemenfi, représenté figures 5 et 6 .
Ert sortie de !'antenne 1, le signal analogique dont la porteuse
présente une fréquence fp, est filtré au moyen d'un filtre passe-bande 2 qui
peut être un filtre céramique. Le signal est alors de préférence amplifié par
un amplificateur à faible bruit 3. On obtient à ce stade un signal dont le
spectre correspond à celui de ia figure 2a, c'est-à-dire débarassé de certains
lobes secondaires.
La conversion en bande de base de ce signal amplifié est obtenu
en le multipliant au moyen d'un multiplicateur 4 sur une première voie
désignée voie f par un signai de la forme cos (2~c.fp.t ) et au moyen d'un
autre multiplicateur 4' sur une deuxième voie désignée voie Q par un signa!
de la forme sin (2~.fp.t). Les signaux de la forme cos (2~.fp.t) et sin
(2~.fp.t)
sont issus d'un oscillateur local 5. Le spectre du signal complexe (voie 1 et
Q)
ainsi obtenu est de la forme de celui de la figure 2c.
Sur chaque voie, le signai ainsi multiplié est filtré au moyen d'un
filtre passe-bande 6 ou 6' qui peut être un filtre RC (comportant une
résistance R et une capacité C) ou un filtre à onde de surface (filtre SAW en
anglais) de manière à éliminer les lobes secondaires de la bande de
fréquence située entre les deux lobes principaux. Le signai obtenu a alors un
spectre tel que représenté figure 3a ou 4a.
La mise en oeuvre de la méthode analogique est obtenue en
disposant comme représenté figure 5, sur chaque voie I et Q un
multiplicateur 7 ou 7' apte à multiplier le signai par un sïgnal de ta forme
cos
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(w.t) issu de l'oscillateur local 8, puis un filtre passe-bas 8 ou 8'
permettant
d'éliminer les lobes parasites comme indiqué sur la figure 3c.
Le signal obtenu est alors échantillonné au moyen d'un
échantillonneur utilisant une fréquence d'échantillonnage fe supérieure ou
égale à 2B1 et numérisé au moyen d'un numériseur qui produit un signal
numérique, ces échantilloneur et numériseur étant regroupés dans un
convertisseur 9 ou 9'.
La mise en oeuvre de la méthode numérique est obtenue en
disposant directement comme représenté figure 6 sur chaque voie I et Q un
échantillonneur utilisant une fréquence d'échantillonnage fes et un
numériseur qui produit un signal numérique, ces échantilloneur et numériseur
étant regroupës dans un convertisseur 10 ou 10'.
Le traitement numérique du signal obtenu sur chacune des voies I
et Q est alors effectuë selon l'application souhaitée.
On va à présent décrire les principales étapes de traitement du
signal numérique dans le cas d'une application de positionnement d'un
récepteur à partir de signaux de type BOC émis par des sateNites. On
rappelle comme indiqué dans ~ le préambule qu'on peut considérer qu'un
signal BOC est principalement constitué d'une porteuse, d'une sous-porteuse
et d'un code.
Dans le cas d'une application de positionnement à partir d'un
signal BOC classique, il est connu de l'homme du métier que le but du
traitement du signal est de démoduler le signa( BOC numérisé en porteuse,
sous-porteuse et code pour récupérer la mesure du retard de propagation à
partir de la différence entre fe temps d'émission du code par le satellite et
le
temps de réception du code par le récepteur.
La démodulation se fait par corrélation du signal BOG numérisé
avec des porteuse, sous-porteuse et code générés localement.
II faut générer ces signaux locaux de manière synchrone avec le
signal BOC reçu, en tenant compte notamment de l'effet Doppler a priori
inconnu.
Pour cela, on met en place des boucles de poursuite de porteuse
et de code, la boucle de code incluant la poursuite de la sous-porteuse ; ces
boucles asservissent les phases des porteuse, sous-porteuse et code locaux
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~I 0
par rapport aux phases des porteuse, sous-porteuse et code du signal BOC
reçu, à partir des mesures issues des corrélations.
La mesure du retard sur le code et de l'effet Doppler initial est faite
dans une phase d'acquisition dite aussi phase d'accrochage qui consiste à
tester en boucle ouverte plusieurs hypothèses de position du code et de
l'effet Doppler jusqu'à ce que le résultat de la corrélation indique par un
niveau d'énergie élevé que le déphasage entre le signal reçu et le signa local
est minimal. Ensuite, on affine la recherche puis on ferme les boucles.
Ces étapes de démodulation sont obtenues au moyen d'un
démodulateur comportant des boucles d'asservissement dont un exemple
est représenté figure 7. Sur les figures 7 et 10, le signal numérisé en entrée
des boucles d'asservissement est comme on fa vu précédemment un signal
complexe comportant une voie I et une voie Q.
La corrélation du signal reçu avec le signal local se fiait tout
d'abord en multipliant au moyen d'un multiplicateur 11 le signal numérisé par
un signal de la forme è "°, cP étant la phase de la porteuse locale. Le
signal
obtenu est alors multiplié au moyen d'un multiplicateur 12 sur une voie dite
ponctuelle (d'où la notation Ip et Qg pour voie I ponctuelle et voie Q
ponctuelle) par un signal représentatif de la modulation de code et de sous-
porteuse, et en sommant les résultats de ces multiplications obtenus à
différents instants au moyen d'un élément d'intégration-sommation 14. Le
signal représentatif de la modulation de code et de sous-porteuse a été
obtenu en multipliant au moyen d'un multiplicateur 13, un signal représentatif
du code gënéré localement à partir de ~, par un signal représentatif de la
sous-porteuse générée localement à partir de y, ~ et ~ étant respectivement
la phase du code local et de la sous-porteuse locale, qui sont en fait
identiques dans ce cas.
Le résultat de cette corrélation est soumis à un discriminateur de
phase de porteuse 15 qui en déduit un écart de porteuse qui est un signal
réel et qui est injecté dans un correcteur de boucle de porteuse 16. Un
élément de calcul de phase 1T qui peut être un oscillateur numériquement
controllé (<c Numerically Controlled Oscillator » en anglais), calcule la
phase
cp de la porteuse focale en fonction de la vitesse de porteuse issue du
correcteur de boucle de porteuse 16, et de la fréquence de la porteuse sans
effet Doppler appelée fréquence talon de la porteuse. La vitesse de porteuse
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est la vitesse de propagation de la porteuse mesurée à la réception : on en
déduit la variation de fréquence de la porteuse due à l'effet Doppler. Cette
phase cp ainsi asservie est utilisée par un générateur de porteuse pour
générer une porteuse locale de la forme é "''.
La corrélation du signal reçu avec le signal local se fait également
sur une voie dite delta (d'où la notation h et Qn pour voie ( delta et voie Q
delta), en multipliant au moyen d'un multiplicateur 21 le signal numérisé
multiplié par un signal de la forme e''"', par un signal dit delta. Ce signal
delta
issu d'un sommateur 20 est ia différence du signal représentatif de la
modulation de code et de sous-porteuse qui a subi une avance au moyen
d'un dispositif 18 permettant d'anticiper le signal par rapport à celui de la
voie
ponctuelle et un retard au moyen d'un dispositif 19 permettant de retarder le
signal par rapport à celui de la voie ponctuelle. Les résultats de ces
multiplications obtenus à différents instants sont sommés au moyen d'un
élément d'intégration-sommation 22.
Le résultat de cette corrélation ainsi que celui de la voie ponctuelle
est soumis à un discriminateur de phase de code 23 qui en déduit un écart
de code qui est un signal réel et qui est injecté dans un correcteur de boucle
de code 24. Un élément de calcul de phase 25 qui peut ëtre un oscillateur
numériquement controllé (« Numerically Controlled Oscillator » en anglais),
calcule les phases ~c et yJ du code local et de fa sous-porteuse locale en
fonction de la vitesse de code (identique à la vitesse de sous-porteuse) issue
du correcteur de boucle de cade 24 et de la fréquence talon du code. La
vitesse de code est la vitesse de propagation du code mesurée à la
réception : on en déduit la variation de fréquence du code due à l'effet
Doppler. Les phases ~ et yr du code et de la sous-porteuse qui sont
identiques, sont ainsi asservies puis respectivement utilisées par un
générateur de code 26 pour générer le code local et par un générateur de
sous-porteuse 27 pour générer la sous-porteuse locale.
Gomme ces phases sont identiques elles sont calculées par le
méme élément de calcul de phase 25. On a représenté figure 8 le détail d'un
élément de calcul de phase de code 25. II comprend un convertisseur 30 de
la vitesse de code exprimée en m/s, en une mesure exprimée en Hz de la
variation de fréquence due à Yeffet Doppler, la conversion s'effectuant à
partir du chip du code ; l'élément de calcul de phase comprend en outre un
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sommateur 31 de cette mesure de l'effet Doppler et de la fréquence talon du
code et un intégrateur 32 transformant cette nouvelle fréquence en une
phase ~. On a représenté figure 9 a) le code local généré par le générateur
de code 26 en fonction de la phase locale exprimée en chie, le chie étant la
longueur d'onde du code ; la figure 9 b) représente la sous-porteuse locale
générée par le générateur de sous-porteuse 27 en fonction de la phase
locale également exprimée en chip, puisque fe même élément de calcul de
phase 25 a été utilisé pour les deux générateurs 2fi et 27.
Dans le cas de l'invention, la fréquence d'échantillonnage utilisée
au niveau du récepteur a été réduite au moyen d'une translation l'un vers
l'autre des lobes principaux du spectre du signal reçu. Cette translation a
réduit la fréquence de la sous-porteuse qui est devenue fspréd~ La fréquence
de la sous-porteuse réduite étant alors différente (plus faible) de la
fréquence
du code, il faut donc dissocier l'élément de calcul de la phase de la sous-
porteuse qui prend en compte la fréquence de la sous-porteuse réduite, de
l'élément de calcul de la phase du code qui prend en compte la fréquence du
code comme représenté figure 10.
On a représenté figure 11 fe détail des éléments de calcul de
phase 25 et 28 respectivement utilisés pour le code et pour fa sous-porteuse.
L'élément de calcul de phase 25 utilisé pour le code est le même que celui
de la figure 8. L'élément de calcul de phase 28 utilisé pour la sous-porteuse
comprend un convertisseur 33 de la vitesse de code (qui est la même que la
vitesse de sous-porteuse) exprimée en mls, en une mesure exprimée en Hz
de la variation de fréquence due à l'effet Doppler, la conversion s'effectuant
à
partir de la longueur d'onde de la sous-porteuse exprimée en cycle ;
l'élément de calcul de phase comprend en outre un sommateur 34 de cette
mesure de l'effet Doppler et de la fréquence talon réduite de la sous-
porteuse et un intégrateur 35 transformant cette nouvelle fréquence en une
phase yr. On notera que l'effet Doppler est indépendant de la réduction de la
fréquence de sous-porteuse qui n'intervient qu'au niveau du récepteur.
On a représenté figure 12 a) le code local généré par le
générateur de code 26 en fonction de la phase locale exprimée en chie ; fa
figure 12 b) représente la sous-porteuse locale générée par le générateur de
sous-porteuse 27 en fonction de la phase locale exprimée en cycles,
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puisqu'on a utilisé en amont du générateur 27 un élément de calcul de phase
28 spécifique pour la sous-porteuse.
Lorsque fsPr~d = BU2, on a un chip = un cycle comme représenté
sur les figures 12 mais ce n'est plus le cas si fsPréd ~ gi~2.
