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WO 2005/124383 PCT/EP2005/052420
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PROCEDE DE TRANSMISSION D'UN SIGNAL DE RADIONAVIGATION
L'invention concerne la transmission d'un signal de
radionavigation.
La radionavigation par satellites permet d'obtenir la position d'un
récepteur à partir de signaux émis par des'satellites.
Dans les systèmes de radionavigation actuels tels que les
systèmes GPS (acronyme de l'expression anglo-saxonne Global
Positionning System ) ou GLONASS, les satellites émettent un signal
constitué d'une porteuse modulée par un code d'étalement connu, à haute
fréquence (quelques MHz), et par des données a priori inconnues, à basse
fréquence (50 Hz typiquement).
De manière générale, les systèmes de radionavigation par
satellites, actuels ou futurs sont désignés systèmes GNSS (acronyme de
l'expression anglo-saxonne Global Navigation Satellite System ).
Pour des raisons de robustesse et d'intégrité de la restitution des
données reçues, les futurs systèmes de navigation tels que le système
GALILEO, utiliseront des techniques de codage des données à l'émission
permettant de détecter et de corriger automatiquement les erreurs à la
réception.
Une technique connue consiste à utiliser à l'émission un codage
convolutif utilisant des registres à décalage et introduisant une redondance,
et à la réception un décodage basé sur l'algorithme de Viterbi.
Cette technique est généralement associée à l'émission, à un
entrelacement des bits de données préalablement codées et à la réception à
un désentrelacement des données reçues, avant leur décodage.
Cela permet de traiter les erreurs de bits consécutives dues à une
perturbation dans le canal de transmission entre l'antenne de l'émetteur et
celle du récepteur, en dispersant les bits erronés et en les reconstituant par
redondance.
Mais le désentrelacement n'est pas un processus invariant dans le
temps et il nécessite une synchronisation lorsque débute le
désentrelacement. Les bits de données permettent de réaliser cette
synchronisation mais dans le cas de certains entrelacements, les bits de
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données ne peuvent être utilisés car ils ne sont accessibles qu'après
désentrelacement et décodage.
Une solution consiste à essayer plusieurs hypothèses de
synchronisation en parallèle ou en séquentiel en effectuant pour chacune le
désentrelacement et le décodage jusqu'à la convergence du processus c'est-
à-dire jusqu'à ce que le taux d'erreur de bits (qui est un indicateur de
l'algorithme de Viterbi) soit faible. Cela mobilise une charge de calcul
importante et complique l'architecture du récepteur.
Une autre solution a été proposée dans le cas du système Galileo.
Elle consiste à insérer dans le flux de bits de données, des séquences de
bits reconnaissables, non codés ni entrelacés, et désignés par l'expression
anglo-saxonne Unique Word Insertion . Cela permet de synchroniser
directement le désentrelacement des bits reçus entre les séquences.
L'inconvénient de cette solution est qu'elle réduit le débit utile car les
bits de
synchronisation ne contiennent pas d'information et que d'autre part elle
oblige à interrompre le processus d'entrelacement des symboles ce qui le
complique.
Un but important de l'invention est donc de synchroniser le
désentrelacement sans rencontrer les inconvénients sus-mentionnés.
Pour atteindre ce but, l'invention propose un procédé de
transmission d'un signal de radionavigation qui comprend des données
codées et entrelacées, principalement caractérisé en ce que le signal
comporte une voie modulée par les données codées et entrelacées et une
autre voie non modulée par ces données, et en ce que la voie non modulée
par ces données comprend un code connu Cp permettant de synchroniser à
la réception le désentrelacement des données entrelacées.
Ainsi à la réception, on utilise ce code de la voie pilote pour
réaliser la synchronisation sans avoir à désentrelacer et à décoder les
données inconnues de la voie données et sans réduire le débit utile.
Selon une caractéristique de l'invention, l'entrelacement et le
désentrelacement sont obtenus à partir d'une mémoire comportant des
lignes et des colonnes présentant respectivement M et N cases mémoire.
L'entrelacement est par exemple convolutif avec N=M et le code
connu Cp présente une longueur multiple de M.
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L'entrelacement peut aussi être matriciel et le code connu Cp
présente une longueur multiple de M.N.
Selon une caractéristique de l'invention, les données sont codées
en utilisant un code correcteur d'erreur, par exemple un code FEC .
De préférence, la voie non modulée par les données comporte en
outre un code primaire, le code connu Cp étant alors désigné code
secondaire Csp.
L'inventïon a aussi pour objet un émetteur d'un signal de
radionavigation comprenant un générateur de données, un dispositif de
codage des données, un dispositif d'entrelacement des données codées,
caractérisé en ce qu'il comporte un générateur de code Cd destiné à générer
un signal modulé par les données codées et entrelacées et un générateur de
code Cp décorrélé du code Cp et destiné à générer un signal non modulé par
ces données.
Selon une caractéristique de l'invention, le dispositif
d'entrelacement dit convolutif comprend une mémoire qui comporte des
lignes et des colonnes présentant chacunes M cases mémoire, et le
générateur de code Cp est destiné à générer un code de longueur égale à un
multiple de M.
Selon une autre caractéristique de l'invention, le dispositif
d'entrelacement dit matriciel comprend une mémoire qui comporte des lignes
et des colonnes présentant respectivement M et N cases mémoire et le
générateur de code Cp est destiné à générer un code de longueur égale à un
multiple de M.N.
L'invention conceme également un récepteur d'au moins un signal
de radionavigation comportant des données codées et entrelacées modulées
par un code Cd, le récepteur étant équipé d'un canai de réception pour
chaque signal de radionavigation, et comportant pour au moins un canal de
réception, un générateur du code apte à démoduler le signal de
radionavigation de manière à obtenir les données codées et entrelacées, un
dispositif de désentrelacement des données codées, caractérisé en ce que le
canal de réception comportant deux voies, le dispositif de désentrelacement
est sur une première voie et en ce qu'il comporte sur la deuxième voie, un
générateur d'un autre code Cp décorrélé du code Cd, et destiné à
synchroniser le dispositif de désentrelacement.
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D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront
à la lecture de la description, détaillée qui suit, faite à titre d'exemple
non
limitatif et en référence aux dessins annexés dans lequels :
la figure la représente schématiquement un exemple de codeur
de données, basé sur l'utilisation de 6 registres à décalage ; sur la figure 1
b
sont représentés les bits de données avant codage et les symboles Dcd(t)
obtenus après codage, selon l'exemple de la figure la,
la figure 2a représente schématiquement un exemple de symboles
D a, en entrée d'un dispositif d'entrelacement, et les symboles entrelacés
Dent(t), destinés à être émis ; des exemples de disposition de cases mémoire
permettant d'obtenir un entrelacement convolutif ou matriciel sont
respectivement représentés figures 2b et 2c,
la figure 3 représente schématiquement les principaux
composants d'un émetteur connu basé sur l'utilisation d'un code correcteur
d'erreur et d'un entrelacement,
la figure 4 représente schématiquement des exemples de signaux
utilisés pour l'émission,
la figure 5 représente schématiquement un exemple de récepteur
connu comportant un dispositif de décodage et un dispositif de
désentrelacement,
la figure 6 représente schématiquement un exemple d'intervalle
d'intégration,
des exemples de disposition de cases mémoire permettant
d'obtenir un désentrelacement correspondant à l'entrelacement convolutif de
l'émission est représenté figure 7a ; figure 7b sont représentés des exemples
de symboles entrelacés Dent, et les symboles désentrelacés Dc,~d(t),
respectivement en entrée et en sortie du dispositif de désentrelacement,
la figure 8 représente schématiquement les principaux
composants d'un émetteur selon l'invention,
la figure 9 représente schématiquement un exemple de récepteur
selon l'invention,
la figure 10 représente schématiquement un exemple de code
produit d'un code primaire Cpp et d'un code secondaire Cpp,
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la figure 11a représente schématiquement un exemple de signal
de la voie pilote qui comporte un code secondaire CSp(t) ; la figure 11 b
représente schématiquement un exemple de symboles entrelacés Dent de la
voie données, en entrée du dispositif de désentrelacement ; la figure 11 c
5 illustre un exemple de désentrelacement convolutif.
On a illustré figure la un exemple de codeur de données, basé
sur l'utilisation de 6 registres à décalage, c'est-à-dire sur l'utilisation de
7 bits
consécutifs, bit,,, bitn_1, ..., bitõ_6. Les données D(t) sont présentées sous
forme de bits en entrée du codeur selon un débit d. En sortie, le codeur
fournit les données codées sous forme de symboles aõ(t) et bõ(t) selon un
débit 2d.
Dans cet exemple, on obtient :
a, = bitn x bitn-a x bitõ_5 x bitn_6
bn = bitn x bitn_2 x bitn-4 x bitn_6
Sur la figure 1 b sont représentés les bits de données D(t) avant
codage et les symboles Dod(t) obtenus après codage, selon l'exemple de la
figure la. On a:
D~, (t) = a, bi E12 b2 .... an bn ...
Les symboles Dcod(t) obtenus en sortie du codeur sont ensuite
entrelacés selon un mode convolutif ou matriciel ou autre.
On va décrire un exemple d'entrelacement convolutif. Figure 2a
sont représentés les symboles Dwd, en entrée du dispositif d'entrelacement,
et les symboles entrelacés De1t(t), destinés à être émis. Le dispositif
d'entrelacement comprend des cases mémoires disposées en tableau : en
entrée, les symboles sont écrits par lignes et, en sortie les symboles sont
lus
par colonnes, ce qui produit l'entrelacement. On a indiqué figure 2a les
changements de ligne.
Selon la disposition de ces cases mémoire, l'entrelacement
obtenu est convolutif ou matriciel ou autre.
Des exemples de disposition de cases mémoire 1 permettant
d'obtenir un entrelacement convolutif ou matriciel sont respectivement
représentés figures 2b et 2c. Les sens d'écriture des symboles dans l'ordre
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(en entrée, soit D.d(t) ) et de lecture (en sortie, soit Dent(t) ) des
symboles
entrelacés sont indiqués.
Les symboles entrelacés Dent sont ensuite modulés de manière
classique par un code d'étalement et une porteuse avant d'être émis.
On a représenté figure 3, les principaux composants d'un
émetteur connu basé sur l'utilisation d'un code correcteur d'erreur et d'un
entrelacement. Il comprend un dispositif 12 de codage par un code
correcteur d'erreur ( FEC acronyme de l'expression anglo-saxonne
Forward Corrector Error ) et un dispositif d'entrelacement 14, un
générateur de code d'étaiement 20, un générateur de porteuse 30, un
modulateur 40, un amplificateur 50 de coefficient A et une antenne
d'émission 60.
On a représenté figure 4, des exemples de signaux utilisés pour
l'émission : les symboles entrelacés Dent(t), le code d'étalement C(t), le
signal
Dent(t).C(t) obtenu, la porteuse cos(cot) et le signal émis Sé(t) qui est de
la
forme,
Sé(t) = A. COS (oot). C (t). Dent (t)
La durée T d'un symbole de données Dent(t) est celle d'une
séquence de code périodique.
A la réception, le signal reçu Sr(t) est de la forme :
Sr(t) ' Sé (t) + Sperturbations(t)
AVeC SperEurbations = bruits + autres signaux.
Un exemple de récepteur connu est représenté figure 5. Un
multiplicateur complexe Mp permet d'éliminer la porteuse en multipliant le
signal échantillonné par le signal complexe ej("+~) issu d'une boucle
d'asservissement de la porteuse qui comprend notamment de manière
classique un générateur de porteuse (table de cosinus et sinus) et un
intégrateur NCO (acronyme de l'expression anglo-saxonne Numerically
Controlled Oscillator ). Le signal obtenu est alors corrélé à un code
primaire
local au moyen d'un multiplicateur complexe Mc (voire plus), chaque
multiplicateur complexe étant associé à un intégrateur complexe I. Le code
local, réplique du code émis, est issu d'une boucle d'asservissement de code
qui comprend notamment un générateur Gc de code local et un intégrateur
NCO.
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On rappelle que les intégrateurs NCO fournissent à partir des
commandes de vitesse mises à jour par la boucle d'asservissement à une
fréquence inférieure à 1 KHz, la phase de la porteuse ou du code produite à
la fréquence d'échantillonnage, soit quelques MHz.
On obtient en sortie de l'intégrateur I, le signal z:
Z(n) = 1IT J f [nT, (n+1)Tj Sreçu(t) . ej(wt+" . C(t+ti) dt
L'intervalle d'intégration correspond à la durée d'un symbole de
données comme illustré figure 6.
On suppose en outre que le code local C(t+ti) a été synchronisé avec
le code reçu C(t) au cours d'une première phase d'acquisition, c'est-à-dire
que z=0.
En remplaçant Sreçu par Sg + Spe,tõrnations , on obtient pour z:
z(n) _ 1/T f[nT, (n+1)T] Sg (t) . ei(eut+O) C (t) dt (1)
+1IT J [nT, (n+1)T4 Sperturbations(t) - e~(w~~) = C (t) dt (2)
(1) = 'IT f [nT, (n+l)-g A. cos (c.ot) . C (t) . Dent(t) C (t) dt
(2) = bruit
Coricemant le terme (1), on a : C (t) . C (t) = 1
En désignant nT+ la valeur suivant la transition nT (cf figure 6), on
obtient finalement :
z(n) ='/ A e'~ Dent(nT+) + bruit
On a ainsi éliminé la modulation par la porteuse et par le code
d'étalement. Grâce à une boucle de phase de porteuse ( PLL acronyme
de l'expression anglo-saxonne Phase Lock Loop ), on asservit la phase
de la porteuse locale ~ par rapport à celle de la porteuse reçue, égale à 0.
On
conserve finalement la modulation par les données codées entrelacées Dent.
Celles-ci sont alors désentrelacées au moyen d'un dispositif de
désentrelacement Dés pour obtenir les symboles codés Dcod(t). Le
désentrelacement doit correspondre à l'entrelacement.
Des exemples de disposition de cases mémoire permettant
d'obtenir un désentrelacement correspondant à l'entrelacement de l'émission
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est représenté figure 7a. Il s'agit d'un désentrelacement convolutif. Les
cases
mémoire sont disposées dans un tableau qui a la même forme que pour
l'entrelacement mais les sens d'écriture (en entrée) des symboles entrelacés
et de lecture (en sortie) des symboles dans l'ordre sont inversés par rapport
aux sens d'écriture et de lecture adoptés à l'émission. Figure 7b sont
représentés les symboles entrelacés D8õf, en entrée du dispositif de
désentrelacement, et les symboles désentrelacés Dcod(t), destinés à être
décodés. On a indiqué figure 7b les changements de colonne.
Les symboles codés D d(t) obtenus sont alors décodés au moyen
d'un dispositif de mise en oeuvre de l'algorithme de Viterbi, FEC"' pour
obtenir les données D(t).
Mais le désentrelacement n'est pas un processus invariant dans le
temps et il nécessite donc une synchronisation lorsque débute le
désentrelacement pour déterminer les instants de changements de colonne
en entrée du dispositif de désentrelacement.
Le procédé selon l'invention consiste à utiliser un signal de
radionavigation comportant deux voies, l'une appelée voie données, l'autre
voie pilote, et à utiliser cette voie pilote pour synchroniser le
désentrelacement à la réception :
- la voie données correspond au dsignal traditionnel constitué
d'une porteuse modulée par un code d'étalement connu Cd(t) et par des
données a priori inconnues,
- la voie pilote est un signal produit comme le signal traditionnel
constitué d'une porteuse de même fréquence que celle de la voie données,
modulée par un code d'étalement connu Cp(t) mais non modulée par des
données inconnues. Le code CP(t) comprend une séquence de données
connues à l'avance qui est utilisée à la réception pour permettre une
synchronisation directe ; il est en outre décorrélé du code Cd(t). On choisit
généralement un code dont la période est longue. Cela permet de diminuer
les intercorrélations entre les codes d'un satellite à l'autre et donc de
mieux
différencier les satellites entre eux. Cela présente en outre l'avantage de
mieux lutter contre les interférences à bande étroite.
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A la réception, on utilise ce code de la voie pilote pour réaliser la
synchronisation sans avoir à désentrelacer et à décoder les données
inconnues de la voie données.
On a représenté figure 8, les principaux composants d'un
émetteur selon l'invention basé sur l'utilisation d'un code correcteur
d'erreur,
d'un entrelacement et sur l'utilisation de deux voies pilote et données. Il
comprend pour la voie données, un codeur comportant un dispositif de
codage par un code correcteur d'erreur 12 et un dispositif d'entrelacement
14, un générateur de code d'étalement Cd 20, un générateur de porteuse 30,
un modulateur 40, un amplificateur 50 de coefficient Ad, qui produisent un
signal données Sd(t) ; il comprend pour la voie pilote un générateur de code
d'étalement Cp 20', un générateur de porteuse 30', un modulateur 40', un
amplificateur 50' de coefficient Ap qui produisent un signal pilote Sp(t). Il
comprend en outre un sommateur 70 qui permet d'effectuer une sommation
de ces signaux Sp+Sd et une antenne d'émission 60.
Le signal émis Sà(t) est de la forme :
Sé(t) = Sd(t) + Sp(t) avec
Sd(t) = Ad. cos (UJt). Cd (t). Dent (t)
Sp(t) = Ap. sin (d). Cp (t).
Les voies pilote et données sont en quadrature de phase de
porteuse à titre d'exemple. Cela permet de garder une enveloppe constante
au niveau de l'énergie du signal émis.
Dans la suite, on considèrera pour simplifier le cas particulier où
Ap=Ad=1.
A la réception, le signal reçu Sr(t) est de la forme :
Sr(t) = Sé (t) + Sperturbations(t)
AVEC Sperturbations = bruits + autres signaux.
Un exemple de récepteur selon l'invention est représenté figure 9.
Un multiplicateur complexe Mp permet alors d'éliminer la porteuse en
multipliant le signal échantillonné par le signal complexe d(wt+~) issu d'une
boucle d'asservissement de la porteuse qui comprend notamment de
manière classique un générateur de porteuse (table de cosinus et sinus) et
un intégrateur NCO (acronyme de l'expression anglo-saxonne Numerically
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Controlled Oscillator ). Le signal obtenu est alors corrélé d'une part à un
code local de la voie pilote, et d'autre part à un code local de la voie
données, au moyen d'un multiplicateur complexe (voire plus) par voie,
chaque multiplicateur complexe étant associé à un intégrateur complexe I;
5 les multiplicateurs sont respectivement désignés Mcp et Mcd. Pour chaque
voie, chacun des signaux obtenus est intégré par intervalles au moyen des
intégrateurs I. Les codes locaux sont respectivement issus d'une boucle
d'asservissement de code qui comprend notamment un générateur Gcp de
code local pour la voie pilote, un générateur Gcd de code local pour la voie
10 données et un intégrateur NCO.
On obtient en sortie des intégrateurs I, le signal zp pour la voie
pilote et le signal zd pour la voie données :
zp(n) = '!T J [nT, (n+1)T] Sreçu(t) = el(wt+$) . Cp (t+ti) dt
zd(n) = 1/T 1[nT, (n+9)T] Sreçu(t) . ei(wt+$) . Cd (t+Z) dt
En remplaçant Sreçu par Sp + Sd+ Sperturbationsr et en supposant
également que le code local (pilote respectivement données) a été
synchronisé avec le code reçu (pilote respectivement données) au cours
d'une première phase d'acquisition, on obtient pour zd :
zd(n) - 1/T f [nT, (n+1)Tl Sp (t) , e1(wt+~) Ca (t) dt (1)
+ '/T f [nT, (n+1)TJ Sd (t) Cd (t) l dt (2)
+1 IT f[nT, (n+1)T) Sperturbations(t) Cd (t) dt (3)
(1) - 1/T f [nT, (n+1)TJ . Sin(C)t) . Cp (t) . ejiwt+$) . Cd (t) dt
(2) ~ 11T J [nT, (n+1)T) . <+oS(G)t). Dent (t). Cd (t) Cd(t) dt
(3) = bruit
Le terme (1) est nul puisque les codes données Cd et pilote Cp
sont décorrélés. On obtient finalement pour zd :
zd (n) = s ê D81t (nT+) + bruit
On a ainsi éliminé pour la voie données, la modulation par la
porteuse et par le code d'étalement. Grâce à une boucle de phase de
porteuse, on asservit la phase de la porteuse locale ~ par rapport à celle de
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la porteuse reçue, égale à 0. On conserve finalement la modulation par les
données codées entrelacées Dent.
On obtient pour zp :
zp(n) - 1/T 1 [nT, (n+1)T] Sp (t) . el(wt+~) Cp (t) dt (1)
+ '/T f [nT, (n+1)T] Sd (t) . el(wt+$) , Cp (t) \ dt (2)
+1IT f [nT, (n+1)T] Sperturbations(t) - ei(w~) -1Cp (t) dt (3)
(1) '/T 1 [nT, (n+1)T] . sin((1Ji) . Cp (t) C? (t) dt
(2) = 1IT f [nT, (n+1)T] . cos(cùt). Dent (t). Cd (t) d(wt+9) - Cp(t) dt
(3) = bruit
Le terme (2) est nul puisque les codes données Cd et pilote Cp
sont décorrélés.
Concemant le terme (1), on distingue plusieurs cas selon la façon
dont est constitué le code pilote.
Selon un premier mode de réalisation, le code d'étalement Cp(t)
de la voie pilote est le produit de deux codes, un code primaire Cpp(t) et un
code secondaire Csp(t) notamment pour la raison suivante. La durée
d'acquisition du signal reçu est proportionnelle à la longueur du code :
lorsque le code est le produit d'un code primaire par un code secondaire,
l'acquisition peut être réalisée à partir du seul code primaire, ce qui réduit
., ~
considérablement la durée d'acquisition, le code secondaire étant celui
utilisé
pour la synchronisation du désentrelacement.
On rappelle que l'acquisition consiste à synchroniser le code local
avec le code reçu par une recherche d'énergie : le récepteur teste tous les
retards possibles du code local par rapport au code reçu (retards limités à la
longueur d'onde du code), de demi-chip de code en demi-chip de code,
jusqu'à ce qu'il obtienne le pic de corrélation qui apparaît lorsque le code
local et le code reçu sont en phase et qui est détecté en sortie des
intégrateurs.
Le code primaire Cpp(t) a une fréquence élevée et une longueur
courte Tpp et le code secondaire Csp(t) a une fréquence égale à l'inverse de
la longueur du code primaire et une longueur Tsp multiple de M ou de M.N
selon que l'entrelacement est convolutif ou matriciel. On a représenté figure
10, un exemple de code primaire Cpp(t) et de code secondaire Csp(t). Dans ce
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cas, à la réception, on élimine la modulation par le code primaire pour la
voie
pilote pour ne garder que la modulation par le code secondaire qui est utilisé
pour la synchronisation du désentrelacement.
On obtient en intégrant sur la durée d'un bit de code secondaire :
(1) = '/T f[nT, (n+1)TJ sin(cot) . Cpp (t). Csp (t) Cpp (t) dt
Zp(n) = % ej(~-"~2) Csp (t) + bruit
On a éliminé pour la voie pilote cette fois, la modulation par la
porteuse et par le code primaire. Grâce à une boucle de phase de porteuse,
on asservit la phase de la porteuse locale q- par rapport à celle de la
porteuse
reçue, égale à 0. On conserve finalement la modulation par le code
secondaire Cp. Il suffit alors de reconnaitre la séquence de code secondaire
pour déterminer quelle transition correspond au début de la séquence
périodique de désentrelacement. La synchronisation du désentrelacement
est ainsi réalisée après la corrélation par le code primaire.
On a représenté figure 11a, le signal de la voie pilote dans lequel
sont incluses les séquences périodiques connues aussi désignées code
Csp(t) et figure 11b, les symboles entrelacés Dent de la voie données, en
entrée du dispositif de désentrelacement, c'est-à-dire prêts à être écrits
dans
ce dispositif sous forme de colonnes. Les changements de colonne lors de
l'écriture sont également indiqués. Le tableau représenté figure 11 c, est
celui
d'un exemple de désentrelacement convolutif, avec N=M.
Selon une variante de l'invention, le code d'étalement Cp(t) de la
voie pilote est le produit de trois codes selon le même principe, un code
primaire, un code secondaire et un code tertiaire, ce demier étant utilisé
pour
la synchronisation du désentrelacement. Le code primaire pilote peut être
identique au code primaire de la voie données, le code secondaire pilote
décorrélé du code secondaire de la voie donnée, et le code tertiaire multiple
de M ou M.N selon que l'entrelacement est convolutif ou matriciel.
L'introduction de ces codes secondaire ou tertiaire augmente la
période du code global de la voie pilote et donc l'étalement spectral du
brouilleur ce qui présente l'avantage d'améliorer la résistance aux
interférences à bande étroite.
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Selon un autre mode de réalisation, le récepteur effectue
l'acquisition par une première synchronisation du code primaire local avec le
signal reçu, (avec une corrélation du signal reçu avec le code primaire sans
corrélation avec le code secondaire en intégrant sur la durée d'un bit de code
secondaire), puis par une seconde synchronisa#ion du code secondaire local
avec le signal reçu (avec une corrélation du signal reçu avec les codes
primaire et secondaire en intégrant sur une durée indépendante des codes).
La seconde synchronisation est obtenue par une recherche
d'énergie : le récepteur teste tous les retards possibles du code secondaire
local par rapport au code secondaire reçu (retards limités à la longueur
d'onde du code), de chip en chip, jusqu'à ce qu'il obtienne le pic de
corrélation qui apparaît lorsque le code secondaire local et le code
secondaire reçu sont en phase et qui est détecté en sortie des intégrateurs.
Les codes locaux primaire et secondaire sont alors synchrones
avec les codes primaire et secondaire reçus. Il est alors immédiat de
connaître le moment où commence le désentrelacement : la synchronisation
du désentrelacement est réalisée pendant la corrélation par le code
secondaire.
Selon un autre mode de réalisation, (e code d'étalement Cp(t) de la
voie pilote n'est pas le produit de deux codes. Dans ce cas, en intégrant sur
une durée indépendante des codes, on obtient :
(1) = 1/T f [nT, (n+1)T] Sin(COt) . Cp (t). e[(~~~ . CP (t) dt
-' ej(~-"2) +,bruit
zP -
On a éliminé la modulation par la porteuse et par le code CP.
Grâce à une boucle de phase de porteuse, on asservit la phase de la
porteuse locale cp par rapport à celle de la porteuse reçue, égale à 0. Le
code
local est ainsi synchrone avec le code reçu et il est alors immédiat de
connaître le moment où commence le désentrelacement : la synchronisation
du désentrelacement est ainsi réalisée pendant la corrélation par le code Cp.
Le désentrelacement est effectué au moyen d'un dispositif de
désentrelacement Dés pour obtenir les symboles codés D,,d(t) comme déjà
décrit en relation avec la figure 5. De même les symboles codés D d(t)
obtenus sont décodés au moyen d'un dispositif de mise en oeuvre de
l'algorithme de Viterbi, FEC"' pour obtenir les données D(t).
CA 02568915 2006-12-04
WO 2005/124383 PCT/EP2005/052420
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On a décrit l'invention dans le cas d'un signal de radionavigation
émis par un satellite. On peut l'étendre à plusieurs satellites émettant
chacun
un signal de radionavigation sur la même porteuse.
Dans ce cas, le récepteur comprend un canal de réception par
satellite, c'est-à-dire autant de canaux de réception que de signaux de
radionavigation. Pour chaque canal de réception recevant un signal tel que
décrit, le récepteur comprend les éléments tels que ceux décrits en relation
avec la figure 9.
De manière générale le signal de radionavigation provient d'un ou
plusieurs satelfites. Il peut aussi provenir d'un ou plusieurs pseudolites.
