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CA 02678530 2009-09-17
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Ensemble d'excitation compact pour la génération d'une polarisation
circulaire dans une antenne et procédé d'élaboration d'un tel ensemble
d'excitation compact
La présente invention concerne un ensemble d'excitation compact pour la
génération d'une polarisation circulaire dans une antenne, à une antenne
comportant un tel ensemble d'excitation compact et à un procédé d'élaboration
d'un tel ensemble d'excitation compact. Elle s'applique notamment au domaine
des antennes d'émission et/ou de réception et plus particulièrement aux
antennes
= 10 comportant un réseau d'éléments rayonnants élémentaires reliés à un
dispositif de
transduction orthomode associé à un coupleur, tel que par exemple aux antennes
multifaisceaux.
L'élaboration d'un grand nombre de faisceaux contigus implique de réaliser
une antenne comportant un grand nombre d'éléments rayonnants élémentaires,
placés dans le plan focal d'un réflecteur parabolique, dont l'espacement
dépend
directement de l'écart angulaire entre les faisceaux. Le volume alloué pour
l'emplacement d'une chaîne radiofréquence RF chargée d'assurer les fonctions
d'émission et de réception en bipolarisation circulaire est borné par la
surface
radiative d'un élément rayonnant, dans le cas d'une application
multifaisceaux.
Dans la configuration la plus courante où chaque source, constituée d'un
élément rayonnant couplé à une chaîne radiofréquence, élabore un faisceau,
appelé
aussi un spot, chaque faisceau formé est émis par exemple par un cornet dédié
constituant l'élément rayonnant élémentaire et la chaîne radiofréquence
réalise, pour
chaque faisceau, les fonctions émission/réception en mono-polarisation ou en
bi-
polarisation dans une bande de fréquences choisie en fonction des besoins des
utilisateurs et/ou des opérateurs. Généralement, une chaîne radiofréquence
comporte principalement un excitateur et des chemins de guides d'ondes,
appelés
aussi circuits de recombinaison, permettant de relier les composants
radiofréquences. Pour élaborer une polarisation circulaire, il est connu
d'utiliser un
excitateur comportant un transducteur orthomode connu sous l'acronyme OMT (en
anglais : OrthoMode Transducer) connecté à un élément rayonnant élémentaire
par
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exemple de type cornet. L'OMT alimente le cornet (en transmission), ou est
alimenté
par le cornet (en réception), sélectivement soit avec un premier mode
électromagnétique présentant une première polarisation, soit avec un second
mode
électromagnétique présentant une seconde polarisation orthogonale à la
première.
Les première et seconde polarisations, auxquelles sont associées deux
composantes de champs électriques, sont linéaires et appelées respectivement
polarisation horizontale H et polarisation verticale V. La polarisation
circulaire est
réalisée en associant l'OMT à un coupleur à branches (en anglais : branch line
coupler) chargé de placer les composantes de champs électriques H et V en
quadrature de phase. La recherche d'une solution compacte conduit à regrouper
les
composants radiofréquences et les circuits de recombinaison de la chaîne
radiofréquence sur plusieurs niveaux empilés les uns au-dessous des autres,
comme représenté par exemple sur les figures la et lb décrites ci-après.
Cependant
plus le nombre de faisceaux est élevé, plus la complexité, la masse et le coût
de la
chaîne radiofréquence sont importantes. Pour diminuer encore la masse et le
coût
d'une chaîne radiofréquence il est donc nécessaire de modifier son
architecture
électrique.
La présente invention a pour but de remédier à ce problème et certains
modes de réalisation propose un nouvel ensemble d'excitation fonctionnant en
bi-
polarisation, ne nécessitant pas de réglage et permettant de simplifier et de
rendre
plus compacte la chaîne radiofréquence et d'en diminuer ainsi la masse et le
coût.
Un aspect de l'invention concerne un ensemble d'excitation compact pour
la génération d'une polarisation circulaire dans une antenne comportant un
transducteur orthomode diplexant et un coupleur à branches, dans lequel le
transducteur orthomode, appelé OMT, est dissymétrique et comporte un guide
d'onde principal à section carrée ou circulaire d'axe longitudinal et deux
branches couplées au guide d'onde principal par respectivement deux fentes de
couplage en parallèle, les deux fentes de couplage étant réalisées dans deux
parois orthogonales du guide d'onde, les deux branches de l'OMT étant
respectivement reliées à deux guide d'onde d'un coupleur à branches
déséquilibré, le coupleur à branches ayant deux coefficients de partage
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différents et optimisés de manière à compenser des composantes parasites
orthogonales de champ électrique engendrées par la dissymétrie de l'OMT.
Un autre aspect de l'invention concerne un ensemble compact d'excitation
servant à produire une polarisation circulaire dans une antenne, l'ensemble
compact d'excitation comprenant:
un transducteur orthomode OMT asymétrique de diplexage et un coupleur
ramifié, dans lesquels:
l'OMT est un OMT à deux uniques branches et est constitué d'un guide
d'onde principal doté d'une coupe transversale carrée ou circulaire et d'un
axe
longitudinal ZZ', et de seulement deux branches couplées au guide d'onde
principal
par seulement deux uniques fentes parallèles de couplage,
les deux uniques fentes parallèles de couplage sont espacées de 900 et sont
réalisées dans les parois du guide d'onde principal, et
les deux uniques branches de l'OMT sont respectivement liées à deux
guides d'onde d'un coupleur ramifié non équilibré, le coupleur ramifié non
équilibré
présentant deux coefficients de division différents (oc, p) qui sont optimisés
pour
compenser les composantes parasites orthogonales du champ électrique (y, 8x)
produites par l'asymétrie de l'OMT.
Avantageusement, la section du guide d'onde principal de l'OMT en aval
des fentes de couplage est inférieure à la section du guide d'onde principal
de
l'OMT en amont des fentes de couplage, la rupture de section formant un plan
de
court-circuit.
Avantageusement, les fentes de couplage de l'OMT, ayant une longueur
Li et une largeur L2, sont reliées au coupleur à branches par l'intermédiaire
de
deux filtres à stub placés à une distance Dl des fentes de couplage, la
distance
Dl, la longueur Li et la largeur L2 sont choisies de manière à réaliser une
orthogonalité entre les composantes parasites de champ électrique engendrées
par la dissymétrie de l'OMT.
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3a
Avantageusement, les coefficients de partage du coupleur à branches
sont déterminés à partir des trois relations suivantes :
az + p2
a .Ex - 13.by = y, volt/mètre,
-\/ 2
f3.Ey+ cc .6x = volt/mètre.
L'invention concerne aussi une antenne caractérisée en ce qu'elle
comporte au moins un tel ensemble d'excitation compact.
Un autre aspect de l'invention concerne un procédé d'élaboration d'un
ensemble d'excitation compact pour la génération d'une polarisation circulaire
dans une antenne, dans lequel il consiste à coupler un transducteur orthomode
OMT dissymétrique à deux branches, par respectivement deux fentes de
couplage en parallèle, avec un coupleur à branches déséquilibré comportant
deux coefficients de partage différents, à dimensionner l'OMT de façon à
établir
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une quadrature de phase entre deux composantes parasites de champ
électrique engendrées par la dissymétrie de l'OMT, et à optimiser les
coefficients
de partage du coupleur à banches pour compenser les deux composantes
parasites de champ électrique.
Un autre aspect de l'invention concerne un procédé d'élaboration d'un
ensemble compact d'excitation servant à produire une polarisation circulaire
dans
une antenne, ce procédé comprenant:
couplage d'un transducteur orthomode OMT asymétrique constitué de deux
branches uniquement, par respectivement uniquement deux fentes parallèles de
couplage, avec un coupleur ramifié non équilibré présentant deux coefficients
différents de division (a, f3);
dimensionnement de l'OMT en vue d'établir une quadrature de phase entre
deux composantes parasites du champ électrique (8y, 8x) produites par
l'asymétrie
de l'OMT; et
optimisation des deux coefficients de division différents (cc, p) du coupleur
ramifié non équilibré, pour compenser les deux composantes parasites du champ
électrique (8y, 8x).
Avantageusement, le dimensionnement de l'OMT consiste à déterminer
une longueur L1 des fentes de couplage de l'OMT, à déterminer une distance Dl
séparant les fentes de couplage de deux filtres à stubs placés entre les
fentes de
couplage et le coupleur à branches, à placer un plan de court-circuit dans le
guide
d'onde principal de l'OMT en aval des fentes de couplage, la distance Dl, la
longueur Ll et la largeur L2 étant choisies de manière à réaliser une
orthogonalité
entre les composantes parasites de champ électrique engendrées par la
dissymétrie de l'OMT.
Avantageusement, les coefficients de partage du coupleur à branches
sont déterminés à partir des trois relations suivantes :
(x2 4. r32 =1
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4a
.Ex - [3.15y = y,_ volt/mètre,
E3.Ey+ a .6x = yr_ volt/mètre.
D'autres particularités et avantages de l'invention apparaîtront clairement
dans la suite de la description donnée à titre d'exemple purement illustratif
et non
limitatif, en référence aux dessins schématiques annexés qui représentent :
figure la: un schéma en vue de dessus d'un exemple d'OMT
diplexant, selon l'art antérieur ;
figure lb: une vue en perspective d'un exemple de chaîne RF
comportant un OMT diplexant de la figure la;
figure 2: une vue en coupe d'un exemple d'architecture simplifiée
d'une chaine RF comportant un ensemble d'excitation compact, selon
l'invention;
figures 3a et 3b : deux vues, respectivement en perspective et en
vue de dessus, d'un exemple d'OMT diplexant dissymétrique, selon l'invention;
-
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figure 4: un exemple de couplage entre les deux ports couplé et
isolé obtenu avec un OMT dissymétrique avant optimisation de la forme de
l'OMT,
selon l'invention ;
figure 5: un exemple de dispersion de phase entre les ports
5 couplé et isolé d'un OMT avant optimisation de la forme de l'OMT, selon
l'invention ;
figure 6: un exemple de dispersion de phase entre les ports
couplé et isolé d'un OMT après optimisation des paramètres de forme de l'OMT,
selon l'invention ;
figure 7: une .vue schématique de dessus de l'OMT montrant les
composantes de champ parasites après optimisation des paramètres de forme de
l'OMT, selon l'invention.
figures 8a et 8b: une vue en perspective et une vue en coupe
longitudinale, d'un exemple de coupleur à branches déséquilibré, selon
l'invention ;
figures 9a et 9b: un exemple montrant le taux d'ellipticité obtenu
en associant un OMT à deux branches et un coupleur à branches déséquilibré
pour former un ensemble d'excitation compact, selon l'invention.
Le transducteur orthomode 5 à quatre branches représenté sur la figure la
comporte un guide d'onde principal 10 d'axe longitudinal ZZ', à section carrée
ou
circulaire par exemple, ayant une première extrémité destinée à être reliée à
un
cornet, non représenté, et une deuxième extrémité de sortie, les deux
extrémités
étant situées dans l'axe longitudinal du corps du guide d'onde principal. Un
groupe
de quatre fentes longitudinales, ou transversales, 11, 12, 13, 14 de couplage
en
parallèle sont réalisées dans la paroi de chacune des quatre faces latérales
du guide
d'onde principal et disposées de façon diamétralement opposées deux à deux.
Entre
le cornet et les fentes de couplage, les dimensions du guide d'onde principal
10 sont
adaptées à la propagation des modes électromagnétiques fondamentaux associés
aux composantes de champs H et V du guide d'onde principal dans les bandes de
fréquences d'émission et de réception. Au-delà des fentes de couplage, la
section du
guide d'onde principal diminue ce qui engendre un plan de court-circuit pour
la
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bande de fréquences basse. A la fréquence de coupure, le guide se comporte
alors
comme un filtre passe-haut ne laissant passer que la bande de fréquences
haute.
Les composantes de champs H et V associées aux modes électromagnétiques
fondamentaux TE01 et TE10 du guide d'onde à section carré, ou aux modes TE11H
et TE11V du guide d'onde à section circulaire, sont couplées dans la bande de
fréquences basse, par exemple la bande d'émission, par les quatre fentes de
couplage en parallèle 11, 12, 13, 14. La bande de fréquences haute, par
exemple la
bande de réception, est rejetée par quatre filtres à stubs 15, 16, 17, 18
reliés aux
quatre fentes d'accès en parallèle et se propage dans le guide d'onde
principal
jusqu'à son extrémité de sortie. L'ensemble OMT et filtres, appelé OMT
diplexant,
présente ainsi six ports physiques et son fonctionnement est compatible avec
une
application en polarisation linéaire ou une polarisation circulaire. La bande
de
fréquences basse peut par exemple être réservée à l'émission de signaux
radiofréquences RF et la bande de fréquences haute peut être réservée à la
réception des signaux RF. Comme représenté sur la figure lb, à l'émission,
l'élaboration d'une polarisation circulaire est assurée par un coupleur à
branches 19
équilibré à 3 dB qui alimente les quatre fentes de couplage 11, 12, 13, 14
deux à
deux en quadrature de phase. Les fentes opposées sont alimentées en phase par
l'intermédiaire de circuits de recombinaison 20 en phase. Les différents
composants
de l'ensemble d'excitation constitué de l'OMT diplexant et du coupleur à
branches,
sont optimisés séparément et la fonction de transfert globale résulte des
performances intrinsèques de chaque composant. La géométrie de l'OMT 5 à
quatre
branches impose, à l'endroit des fentes de couplages, un plan de symétrie au
champ
électrique qui se propage dans l'OMT ce qui minimise l'amplitude des
composantes
croisées du champ électrique. Ainsi la pureté de polarisation circulaire ne
dépend
pas de l'OMT 5 mais uniquement du coupleur à branches 19 et des circuits de
recombinaison 20 qui réalisent le partage de puissance et la quadrature de
phase
entre les fentes de couplage. Un polariseur septum, non représenté, est
connecté à
l'extrémité de sortie du guide d'onde principal de l'OMT, le polariseur septum
réalisant l'élaboration de la polarisation circulaire à la réception.
Les composants radiofréquences et les circuits de recombinaison de la
chaîne radiofréquence sont empilés sur plusieurs niveaux, deux niveaux 1, 2
sont
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représentés sur la figure lb mais il y en a généralement trois, disposés les
uns au-
dessous des autres. L'intégration des composants est alors maximale et pour
diminuer encore la masse, le volume et le coût de la chaîne radiofréquence, il
est
nécessaire de modifier son architecture.
La figure 2 représente un exemple d'architecture simplifiée d'une chaîne RF
comportant un ensemble d'excitation compact, selon l'invention. La chaîne RF
comporte essentiellement un transducteur orthomode diplexant 21 à deux
branches
représenté sur les figures 3a et 3b et un coupleur à branches 40 déséquilibré.
L'OMT
21 comporte un guide d'onde principal 22, par exemple à section carrée ou
circulaire, et d'axe longitudinal ZZ, comportant deux extrémités 23, 24, la
première
extrémité 23 couplée à un accès circulaire 31 étant destinée à être reliée à
un
cornet, non représenté, et comportant deux fentes de couplage 25, 26 d'accès
en
parallèle réalisées dans la paroi du guide d'onde principal et débouchant dans
les
deux branches respectives de l'OMT. Les deux fentes d'accès en parallèle 25,
26
sont réalisées dans deux parois latérales orthogonales du guide d'onde
principal et
disposées, par exemple et de préférence, à une même hauteur par rapport aux
deux
extrémités 23, 24 du guide d'onde principal. La bande de fréquences basse peut
par
exemple être réservée à l'émission de signaux RF et la bande de fréquences
hautes
peut être réservée à la réception des signaux RF. A l'émission, chacune des
deux
fentes de couplage 25, 26 est reliée au coupleur à branche 22 par
l'intermédiaire
d'un filtre à stubs 27, 28 et de circuits de recombinaison 29, 30. L'accès
circulaire 31
constitue le port d'entrée et de sortie commun à deux composantes de champ
électrique, respectivement horizontale H et verticale V, correspondant à deux
modes
électromagnétiques polarisés orthogonalement se propageant à l'émission et à
la
réception. Chaque fente d'accès en parallèle associée à un filtre à stubs
constitue un
port d'entrée et de sortie de l'une des composantes de champ électrique,
appelé port
couplé pour cette composante, l'autre port étant appelé port isolé. A titre
d'exemple,
sur la figure 3a, la composante de champ électrique verticale H passe par le
port
couplé 32, le port 33 étant le port isolé pour cette composante H. Pour la
composante de champ électrique verticale V, le port couplé est le port 33 et
le port
isolé est le port 32. Le coupleur à banches 40 comporte deux guides d'onde
rectangulaires 35, 36 formant deux branches principales reliées
respectivement, par
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une première extrémité, à l'un des ports 32, 33 de l'OMT, et par une deuxième
extrémité, à un acès d'alimentation respectif 37 , 38, les accès
d'alimentation 37, 38
ayant une même longueur électrique. Chaque accès d'alimentation est relié à
chacune des deux branches principales 35, 36 du coupleur à branches 40 pour
l'alimenter par un champ électrique. Les deux branches principales du coupleur
à
branches sont couplées entre elles par l'intermédiaire de fentes de couplage,
non
représentées, débouchant dans au moins un guide d'onde transversal 39
constituant
une branche transversale. La longueur des guides transversaux 39, en nombre
prédéterminé, par exemple égal à trois sur la figure 2, est égale à A9/4 de
façon à
réaliser, en sortie du coupleur à branches 40, un déphasage de 90 entre les
deux
composantes de champ électrique, Ag étant la longueur d'onde guidée du mode
fondamental se propageant dans les branches principales 35, 36 du coupleur 40.
A la réception, un polariseur septum, non représenté peut être connecté à la
deuxième extrémité 24 du guide d'onde principal de l'OMT.
D'un point de vue géométrique, l'OMT diplexant à deux branches ne permet
pas le découplage naturel des composantes de champ électrique horizontale H et
verticale V en raison de l'absence de symétrie à l'endroit des fentes de
couplage 25,
26. L'analyse des paramètres de la matrice de dispersion de l'énergie entre le
port
commun 31 et le port couplé 32 correspondant à l'une des composantes du champ
électrique, puis entre le port commun et le port isolé 33 de la même
composante du
champ électrique montre, comme représenté sur les figures 4 et 5, qu'il y a un
couplage d'énergie, de l'ordre de - 20 dB, entre le port couplé et le port
isolé et qu'il
existe une différence de phase dispersive en fréquence entre les deux ports,
la
quadrature de phase n'étant obtenue que pour une fréquence particulière, bien
que
physiquement les longueurs depuis le port commun 31 vers les deux ports couplé
et
isolé 32, 33 soient identiques. Ceci signifie que, en raison de la dissymétrie
de
l'OMT, l'énergie du mode fondamental qui se propage dans le guide d'onde
principal
ne passe pas intégralement dans le port couplé mais en partie vers le port
isolé. La
distribution de l'énergie entre les deux ports est due au fait que outre le
couplage du
mode fondamental TE10 à -20 dB, il y a un couplage à -20 dB du mode TE20 (ou
TE02 suivant que l'on considère la composante H ou V du champ électrique)
entre le
"
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port couplé et le port isolé. Le mode TE20 (ou TE02) interfère sur le partage
de
puissance et induit une insertion de phase différente du champ électrique sur
le port
couplé par rapport au port isolé.
Selon l'invention, l'OMT à deux branches ne permettant pas de découpler
totalement les deux composantes du champ électrique lorsqu'il est associé avec
un
coupleur à branches équilibré à 3 dB qui réalise le partage de puissance à
parts
égales et la quadrature de phase entre les fentes de couplage, il n'est pas
possible
d'obtenir une polarisation circulaire. La polarisation obtenue est elliptique,
avec un
taux d'ellipticité du champ rayonné égal à 1,7 dB.
Cependant, en agissant sur les paramètres de forme de l'OMT tels que la
longueur L1 et la largeur L2 des fentes de couplage 25, 26, la distance entre
la
fente et le plan de court-circuit pour la bande de fréquence basse
correspondant
aux changements de section du guide principal, la distance D1 entre les fentes
25,
26 et le début des filtres à stubs 27, 28, il est possible, comme représenté
sur
l'exemple de la figure 6, de mettre la composante de champ sur le port isolé
en
quadrature de phase avec la composante de champ sur le port couplé et de
rendre le comportement différentiel des phases entre ces deux composantes de
champ couplée et isolée apériodique sur une bande passante supérieure à 7% de
la bande de fréquences basse totale. La distance D1 agit sur la dispersion en
fréquence de la phase de la composante de champ principale sur le port couplé
par rapport à la composante de champ croisée parasite sur le port isolé. La
longueur L1 et la largeur L2 permettent de régler la phase absolue à ¨90
entre la
composante de champ sur le port couplé et la composante de champ parasite sur
le port isolé. La distance entre la fente et le plan de court-circuit peut par
exemple
être nulle. Cependant, l'optimisation des paramètres de forme de l'OMT est une
optimisation à variables multiples pour laquelle d'autres paramètres agissent
au
second ordre, en créant par exemple des battements d'énergie entre des
discontinuités radiofréquences, et qu'il n'est possible d'optimiser que par
itérations
successives et par une analyse des modes électromagnétiques qui se propagent.
La figure 7 montre que le champ électrique résultant d'une alimentation sur
le port d'accès 32, 33 de la polarisation horizontale H, respectivement
verticale V, se
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décompose alors en deux composantes déphasées de -900. Ainsi, pour le port
d'accès 33 de la composante verticale V du champ électrique Ey s'ajoute une
composante horizontale parasite ôy déphasée de -900 par rapport à Ey et pour
le
port d'accès 32 de la composante horizontale H du champ électrique Ex s'ajoute
une
5 composante verticale parasite 6x déphasée de -900 par rapport à Ex. Les
composantes parasites ôy et 6x sont atténuées de 20 dB par rapport à
l'amplitude
de Ex et Ey.
L'OMT dissymétrique, selon l'invention, associé à un coupleur à branches
déséquilibré, permet la compensation du défaut induit par la dissymétrie de
l'OMT et
10 un fonctionnement de l'antenne en mono-polarisation et en bi-polarisation
avec une
excellente pureté de polarisation.
Pour avoir une bonne pureté de polarisation circulaire, les composantes H et
V du champ électrique doivent avoir la même amplitude et être en quadrature de
phase. Les figures 8a et 8b montrent une vue en perspective et une vue en
coupe
longitudinale, d'un exemple de coupleur à branches déséquilibré 40, selon
l'invention. Le coupleur à branches 40 comporte quatre ports 1 à 4 situés aux
quatre
extrémités des deux branches principales. Les ports 1 et 4 sont destinés à
être reliés
aux deux accès d'alimentation, les deux ports 2 et 3 sont respectivement
destinés à
être reliés aux ports couplé et isolé de l'OMT. Le coupleur à branches
comporte
deux coefficients de partage a et f3, avec f3 = \h¨ CC2 chargés de répartir
l'énergie
du champ électrique appliqué sur l'un de ses ports 1 ou 4 entre les ports 2 ou
3, avec
un déphasage de 90 en valeur absolue entre les ports 2 et 3. Ainsi lorsqu'un
champ
électrique est appliqué sur le port 1, il se propage dans la branche du
coupleur reliée
au port 1 jusqu'au port 2 avec un coefficient de couplage a et se propage en
diagonale, en traversant les fentes de couplage et les différents guides
transversaux,
jusqu'au port 3 avec le coefficient de couplage f3. Le retard de phase de 90
entre les
deux composantes de champ électrique en sortie du coupleur à branches sur les
ports 2 et 3 correspond aux longueurs des guides transversaux égales à un
quart de
la longueur d'onde A9/4. Les guides transversaux ont des longueurs identiques
mais
des largeurs différentes. Le nombre de branches transversales est choisi en
fonction
du besoin en bande passante. Les largeurs des branches transversales sont
définies
I . ' = ====...à6
" -
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en fonction des valeurs de coefficient de couplage a et 13 à réaliser.
Réciproquement,
lorsqu'un champ électrique est appliqué sur le port 4, il se propage dans la
branche
principale du coupleur reliée au port 4 jusqu'au port 3 avec un coefficient de
couplage a et se propage en diagonale en traversant les fentes de couplage et
les
différents guides transversaux, jusqu'au port 2 avec le coefficient de
couplage 13 et
un déphasage de -900
.
Selon l'invention, les coefficients de partage a et [3 sont choisis de façon à
compenser le défaut parasite lié à la dissymétrie de l'OMT. Ainsi les
coefficients a et
[3 ne vont plus être égaux comme c'est le cas dans les coupleurs équilibrés
utilisés
habituellement avec un OMT à quatre branches, mais vont être différents.
Les coefficients de partage sont optimisés en présence de l'OMT et
compensent les composantes parasites horizontale et verticale $5y et 15x de
manière à obtenir sur chaque port 2 et 3 de sortie, la moitié de la puissance
reçue
sur le port d'entrée 1.
Le fonctionnement du coupleur étant symétrique en réception et en
transmission, l'optimisation des coefficients de partage peut être réalisée en
réception, de manière à compenser les composantes parasites horizontale et
verticale by et 6x liées à la dissymétrie de l'OMT.
Ainsi, en réception, à la traversée du coupleur, les composantes de champ
entrant sur le port 2, Ex et Eiy.e-iw deviennent respectivement, en sortie sur
le
port 1: a .Ex et a
De même, les composantes de champ entrant sur le port 3, Ey et ésy.e-i9e,
deviennent respectivement en sortie sur le port 1 : [3.Ey.e-j90 et [3.6y.e-
11800
.
Les projections de ces composantes de champ suivant les axes
orthogonaux X et Y sont alors les suivantes :
Suivant l'axe X: a .Exp+ .6y. e1180
Suivant l'axe Y: 13.Ey.e-jw+ a .6x.eer
Suivant l'axe X les composantes de champ Ex et 15y se somment en
opposition de phase et la compensation est destructive. Suivant l'axe Y, les
_
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composantes de champ Ey et 6x se somment en phase et la compensation est
constructive. Pour que la compensation permettent d'obtenir sur chaque port 2
et
3 de sortie, la moitié de la puissance reçue sur le port d'entrée 1, les
coefficients
de partage cc et 13 sont tels que les trois relations suivantes soient
respectées :
cc2 r32 =1
Ct .Ex - r3.6y = volt/mètre, ce qui correspond à - 3dB en puissance
V2
r3.Ey+ a .6x = volt/mètre, ce qui correspond à - 3dB en puissance
Les figures 9a et 9b montrent que le taux d'ellipticité obtenu en associant
un OMT à deux branches et un coupleur à branches déséquilibré selon
l'invention,
est inférieur à 0,1 dB sur la bande Ka comprise entre 19,7GHz et 20,2 GHz. Le
taux d'ellipticité est inférieur à 0,4 dB sur 1,5 GHz de bande passante, ce
qui
permet une utilisation de cette structure pour une mission utilisateurs mais
aussi
pour d'autres applications quelles que soient les bandes de fréquences.
La nouvelle architecture présente les avantages d'être très compacte,
l'encombrement des sources, constituées de la chaîne RF et du cornet
d'émission
et de réception, ainsi réalisées est de 60mm de diamètre et 100mm de hauteur.
A
titre de comparaison, un assemblage de source équivalente selon l'art
antérieur
présente un encombrement de 150mm de hauteur et de 72mm de diamètre. Le
coût de réalisation est optimal par rapport au nombre de composants. En effet,
la
réduction du nombre de pièces mécaniques permet un gain en temps de
préparation. La masse de la chaîne RF hors cornet est diminuée de 60%. La
structure est simplifiée et le nombre de couches électriques est réduite à une
seule au lieu de trois puisque l'OMT, le coupleur à branches et les circuits
de
recombinaison sont sur un même niveau. La longueur des chemins de guide est
diminuée de 50% ce qui permet une réduction des pertes ohmiques de 0,1 dB par
rapport à l'art antérieur avec OMT à quatre branches dont les pertes ohmiques
étaient de 0,25 dB.
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CA 02678530 2009-09-17
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Bien que l'invention ait été décrite en relation avec un mode de réalisation
particulier, il est bien évident qu'elle n'y est nullement limitée et qu'elle
comprend
tous les équivalents techniques des moyens décrits ainsi que leurs
combinaisons
si celles-ci entrent dans le cadre de l'invention.
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