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Dispositif d'amplification analogique destiné notamment à un
anémomètre laser
La présente invention concerne un dispositif d'amplification analogique
destiné notamment à un anémomètre laser tel par exemple un anémomètre
laser par rétro-injection optique.
La présente invention est ainsi dans le domaine des dispositifs
électroniques et plus particulièrement des dispositifs d'amplification. Il est
classique d'avoir un capteur destiné à mesurer une grandeur physique. Ce
capteur fournit alors un signal électrique représentatif de la grandeur
physique
mesurée. Certains capteurs fournissent des signaux électriques directement
exploitables. Pour d'autres capteurs le signal fourni doit être amplifié avant
de
pouvoir être exploité.
Il sera question par la suite de dispositifs d'amplification qui présentent
à la fois un gain élevé, une grande bande passante et un faible bruit. Ces
dispositifs d'amplification sont destinés à traiter des signaux présentant un
très
faible indice de modulation. Cela signifie que les variations du signal sont
très
faibles par rapport à la valeur moyenne du signal. De ce fait le signal est
noyé
dans le bruit inhérent à toute mesure.
Une telle problématique se retrouve dans le domaine de l'anémométrie
laser. Dans ce domaine, la vitesse du vent est mesurée à l'aide d'un faisceau
laser et d'un capteur qui détermine la vitesse du vent en analysant des
faisceaux réfléchis par des particules en suspension dans l'air. La mesure est
effectuée en comparant la fréquence d'un signal lumineux réfléchi par rapport
à
celle du signal incident correspondant. La variation de fréquence entre les
deux
signaux dépend de la vitesse des particules et est connue sous le nom effet
Doppler .
Dans un anémomètre laser, une photodiode est utilisée comme
capteur de mesure. Elle reçoit le faisceau incident et le faisceau réfléchi et
émet un signal correspondant. Le signal correspondant au faisceau réfléchi est
très faible par rapport au signal correspondant au faisceau incident. Il
convient
dans un tel anémomètre de détecter la part correspondant au faisceau réfléchi
dans le signal fourni.
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Un anémomètre laser est par exemple divulgué dans le document
WO-2011/042678. Le dispositif décrit dans ce document comporte des moyens
d'émission d'un faisceau laser, appelé faisceau émis, des moyens de
focalisation du faisceau émis à une distance de focalisation prédéterminée,
des
moyens de réception du faisceau émis après réflexion par une particule
présente dans l'air, appelé faisceau réfléchi, et des moyens de transmission
du
signal d'interférences intervenant entre le faisceau émis et le faisceau
réfléchi à
des moyens de traitement du signal pour en déduire la vitesse de la particule.
Les moyens d'émission comprennent une diode laser et les moyens de
réception sont associés à la diode laser par self-mixing. Un tel anémomètre
est
également appelé anémomètre laser par rétro-injection optique.
Le document DE-26 43 892 divulgue un circuit amplificateur
présentant, d'une part, un étage transistorisé avec un montage base commune
comme étage de sortie et, d'autre part, un étage d'attaque transistorisé avec
un
montage collecteur commun, l'étage d'attaque et l'étage de sortie étant relié
par un circuit d'adaptation présentant une impédance d'entrée plus grande que
son impédance de sortie. Les circuits proposés dans ce document présentent
une impédance d'entrée importante. Si une telle impédance est couplée à une
capacité de jonction d'une photodiode, la bande passante du système sera
fortement limitée.
En outre, il est connu de réaliser un amplificateur transimpédance avec
un amplificateur opérationnel dans lequel la sortie fournissant une tension
\Iõ,,jt
est relié à l'entrée inverseuse recevant un courant d'entrée i,n par une
résistance Rf. Le gain d'un tel montage correspond alors à la résistance Rf.
Étant donné l'état de l'art actuel des amplificateurs opérationnels, un tel
montage ne peut pas efficacement être utilisé pour un signal dans lequel les
variations du signal sont très faibles par rapport à la valeur moyenne du
signal
comme mentionné plus haut.
Un but de la présente invention est alors d'obtenir un niveau de bruit
plus faible (par exemple qu'avec un amplificateur transimpédance comportant
un amplificateur opérationnel) tout en gardant un gain, une bande passante,
des impédances d'entrée/sortie satisfaisants et avantageusement un
comportement stable sans risque d'oscillations.
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La présente invention a alors pour but de fournir un dispositif
d'amplification présentant d'excellentes performances et pouvant être utilisé
notamment pour un module optoélectronique de détection d'un anémomètre
laser par rétro-injection optique. Un dispositif d'amplification selon la
présente
invention pourra toutefois également être utilisé dans d'autres applications
où
un signal faible est superposé à un signal plus important.
Le dispositif selon la présente invention présentera de préférence une
grande bande passante. Le bruit du dispositif d'amplification, défini par sa
densité spectrale de puissance de bruit, devra être limité. Le gain fourni par
le
dispositif d'amplification devra quant à lui être important.
De préférence, le dispositif d'amplification sera muni d'une alimentation
ne venant pas perturber les bonnes performances du dispositif d'amplification
auquel il est associé.
Dans l'application du dispositif d'amplification à un module de détection
associé à un anémomètre laser, le fait d'avoir une large bande passante
permettra de pouvoir mesurer les vitesses du vent sur une large plage de
vitesses. Dans cette application, le dispositif d'amplification reçoit un
courant
modulé issu d'une photodiode qui constitue le capteur de l'anémomètre laser.
Le bruit du dispositif d'amplification ramené en entrée doit être alors
supérieur
au bruit de la photodiode. Le gain du dispositif d'amplification devra être
tel que
le bruit en sortie de celui-ci soit bien supérieur au bruit du convertisseur
analogique/numérique utilisé dans le module de détection associé à
l'anémomètre.
Dans le domaine de l'anémométrie laser par réinjection optique, des
performances élevées doivent être réalisées par l'électronique
d'amplification.
A titre illustratif, à l'origine de la présente invention le cahier des
charges
demandait à la fois d'avoir un gain transimpédance vout/i,n (c'est-à-dire le
rapport entre la tension de sortie du circuit et l'intensité d'entrée)
supérieur à
50 kn, d'avoir une impédance d'entrée faible devant l'impédance de la source
(c'est-à-dire inférieure à 100 n), d'avoir un bruit équivalent ramené en
entrée
inférieur ) 9.10-23 A2/Hz, d'avoir une bande passante supérieure à 100 MHz et
d'avoir une impédance de sortie de 50 n.
Pour obtenir un circuit amplificateur permettant d'atteindre de telles
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performances, la présente invention propose un dispositif d'amplification
analogique comportant quatre étages en cascade, une entrée destinée à
recevoir un courant modulé et une sortie en tension, ledit dispositif
comportant
une masse et une tension d'alimentation.
Selon la présente invention, un tel dispositif est tel que :
- le premier étage comporte un transistor à montage base ou grille
commune recevant le courant modulé d'entrée par l'intermédiaire d'une
capacité sur son émetteur ou sa source, et le signal de sortie de ce premier
étage correspond au signal du collecteur ou drain,
- le deuxième étage est formé par un amplificateur suiveur comportant
un transistor à montage collecteur ou drain commun dont la base ou grille
reçoit le signal de sortie du premier étage, dont le collecteur ou drain est
relié à
la tension d'alimentation et dont l'émetteur ou la source est relié(e) à la
masse
par l'intermédiaire d'une résistance et fournit le signal de sortie du
deuxième
étage,
- le troisième étage comporte un transistor à montage émetteur
commun ou source commune avec découplage de la résistance de l'émetteur
ou de la source, la base ou grille recevant le signal de sortie du deuxième
étage par l'intermédiaire d'une capacité et le signal de sortie correspondant
au
signal du collecteur ou drain, et
- le quatrième étage est un étage amplificateur avec des moyens
permettant de réaliser, d'une part, une amplification et, d'autre part, une
adaptation d'impédance.
Cette structure à plusieurs étages permet d'avoir un gain important et
l'utilisation des transistors telle que mentionnée permet d'obtenir des
performances qui ne peuvent être obtenues par utilisation de dispositifs
d'amplification à amplificateur opérationnel. Dans le domaine de l'anémométrie
laser, la structure nouvelle proposée ici permet d'augmenter sensiblement les
performances pour les mesures de vitesse du vent effectuées.
La présente invention peut aussi bien être mise en oeuvre avec des
transistors "classiques" qui comportent alors une base, un émetteur et un
collecteur qu'avec des transistors à effet de champ qui comportent quant à eux
une grille, une source et un drain.
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Dans un mode de réalisation préféré d'un dispositif d'amplification
analogique selon l'invention, dans le premier étage l'émetteur (ou la source)
est
également relié à la masse par l'intermédiaire d'une résistance, en ce que la
base est reliée à la masse par une capacité, en ce que le potentiel de la base
5 est maintenu à un potentiel proche de la masse, et en ce que le
collecteur est
relié par l'intermédiaire d'une résistance à la tension d'alimentation.
Une forme avantageuse de l'invention prévoit que dans le troisième
étage la base ou la grille est polarisée à une tension proche de la tension de
la
masse, en ce que l'émetteur ou la source est relié(e) par un circuit RC à la
masse, et en ce que le collecteur ou le drain est relié à la tension
d'alimentation
par une résistance.
Le quatrième étage, dans une forme de réalisation, peut comporter un
amplificateur opérationnel recevant le signal de sortie du troisième étage sur
son entrée non-inverseuse par l'intermédiaire d'une capacité, la sortie de
l'amplificateur correspondant à la sortie du dispositif d'amplification. Dans
cette
forme de réalisation, on peut aussi prévoir que l'entrée inverseuse de
l'amplificateur opérationnel est reliée à la masse par l'intermédiaire d'une
résistance et d'une capacité en série, que la sortie étant reliée à l'entrée
inverseuse par l'intermédiaire d'une résistance, et que l'entrée non
inverseuse
de l'amplificateur opérationnel est polarisée à une tension correspondant
sensiblement à la moitié de la tension d'alimentation.
Une variante de réalisation peut prévoir que le quatrième étage est
composé, d'une part, d'un circuit d'amplification à transistor et, d'autre
part,
d'un circuit suiveur, éventuellement à transistor également. Le circuit
d'amplification présente alors par exemple un montage émetteur (ou source)
commun(e) et le montage suiveur peut être du type du montage proposé pour
le deuxième étage. L'amplificateur opérationnel utilisé ici est de préférence
un
amplificateur à contre-réaction courant qui présente de meilleures
performances dynamiques qu'un amplificateur opérationnel à contre-réaction
tension.
Il est également possible d'envisager pour le quatrième étage une
combinaison d'un montage avec un transistor avec un montage avec
amplificateur opérationnel.
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Les différentes architectures proposées ici pour le quatrième étage
permettent de réaliser à la fois une amplification et une adaptation
d'impédance.
Dans un dispositif d'amplification analogique selon l'invention, le
transistor utilisé dans le premier étage est avantageusement un transistor de
type NPN car un tel transistor présente une fréquence de transition supérieure
à celle d'un transistor PNP.
Le transistor du deuxième étage a de préférence les mêmes
caractéristiques que le transistor du premier étage. Ainsi, sa capacité de
charge ajoutée est voisine de sa capacité base collecteur, ce qui provoque une
chute de la fréquence de coupure par un facteur 2.
De manière avantageuse, on prévoit aussi par exemple que le
transistor du troisième étage ait les mêmes caractéristiques que le transistor
du
premier étage.
La présente invention concerne également un ensemble formé par un
dispositif d'amplification analogique et un système d'alimentation dudit
dispositif
d'amplification analogique, caractérisé en ce que le dispositif
d'amplification
analogique est un dispositif tel que décrit plus haute, et en ce que le
système
d'alimentation comporte, d'une part, un filtre d'entrée et, d'autre part, un
module
de filtrage permettant de réaliser à la fois, une isolation et un découplage
basse
fréquence, et, une isolation et un découplage haute fréquence, entre le filtre
d'entrée et chaque étage du dispositif d'amplification. Avec une telle
structure,
on isole bien chaque étage du dispositif d'amplification d'un étage voisin et
cette alimentation est également bien isolée grâce au filtre d'entrée
notamment
des perturbations extérieures.
Chaque module de filtrage comporte par exemple une piste
d'alimentation sur laquelle se trouvent avantageusement, d'une part, un
régulateur linéaire et, d'autre part, une ferrite. Cette structure permet
d'assurer
une bonne isolation et un bon découplage.
Enfin la présente invention concerne également un anémomètre laser
par effet Doppler par rétro-injection optique comportant une diode laser
destinée à émettre un faisceau laser, une optique destinée à focaliser, d'une
part, un faisceau émis par la diode laser et, d'autre part, un faisceau
réfléchi
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par une particule se trouvant dans un volume, dit volume de mesure, ledit
faisceau réfléchi correspondant à un faisceau émis par la diode laser, une
photodiode destinée à recevoir ledit faisceau réfléchi après qu'il ait
traversé la
diode laser, des moyens d'amplification d'un signal fourni par la photodiode
ainsi que des moyens de traitement du signal amplifié.
Un tel anémomètre selon l'invention est caractérisé en ce que les
moyens d'amplification comportent un dispositif d'amplification analogique tel
que décrit plus haut.
Des détails et avantages de la présente invention apparaitront mieux
de la description qui suit, faite en référence au dessin schématique annexé
sur
lequel :
La figure 1 illustre schématiquement le principe d'anémomètre laser
par rétro-injection optique,
La figure 2 montre schématiquement une chaîne d'acquisition d'un tel
anémomètre laser,
La figure 3 est un diagramme illustrant schématiquement un dispositif
d'amplification selon la présente invention,
La figure 4 est un exemple de réalisation d'un premier étage d'un
dispositif d'amplification selon la présente invention,
La figure 5 est un dessin schématique d'un exemple d'un deuxième
étage d'un dispositif d'amplification selon la présente invention,
La figure 6 est un dessin schématique d'un exemple d'un troisième
étage d'un dispositif d'amplification selon la présente invention,
La figure 7 est un dessin schématique d'un exemple d'un quatrième
étage d'un dispositif d'amplification selon la présente invention,
La figure 8 illustre un dispositif d'alimentation pouvant être associé à un
dispositif d'amplification selon la présente invention,
La figure 9 montre schématiquement un filtre d'entrée du dispositif
d'alimentation de la figure 8, et
La figure 10 montre un filtre du dispositif d'alimentation de la figure 8
destiné à être associé à un étage du dispositif d'amplification selon la
présente
invention.
La figure 1 illustre un anémomètre laser par effet Doppler par rétro-
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injection optique. Un tel anémomètre exploite un signal rétrodiffusé par une
particule portée par le vent pour calculer la valeur de la vitesse du vent.
On reconnaît sur la figure 1 une diode laser 2 destinée à émettre un
faisceau laser. Cette diode laser 2 comporte une cavité optique au sein de
laquelle le faisceau est généré. Le faisceau émis par la diode laser 2 est
focalisé par un système optique 4 vers une région de mesure 6. Une particule
se trouvant dans la région de mesure 6 viendra réfléchir le faisceau incident
qui
sera redirigé par le système optique 4 vers la diode laser 2. Ainsi, le
faisceau
réfléchi traverse la diode laser 2 et interfère avec l'onde laser à
l'intérieur de la
cavité optique de la diode laser 2. La diode laser 2 émettant vers l'avant
(c'est-
à-dire vers le système optique 4) mais également vers l'arrière (c'est-à-dire
vers la photodiode 8), la photodiode 8 reçoit un faisceau laser correspondant
au mélange interférentiel de l'onde laser et de l'onde réfléchie, ou
rétrodiffusée,
par une particule se trouvant dans la région de mesure 6. On comprendra
aisément que la puissance du faisceau réfléchi, ou rétrodiffusé, par une
particule se trouvant dans la région de mesure 6 est bien moindre que la
puissance du faisceau émis par la diode laser 2.
Si l'on appelle Po la puissance d'un faisceau laser sortant directement
de la diode laser 2 et P2 la puissance arrivant sur la photodiode 8,
correspondant au faisceau incident en provenance directe de la diode laser 2
modulée à la fréquence Doppler par le faisceau réfléchi par une particule se
trouvant dans la région de mesure 6, la modulation en puissance s'écrit :
P( t) Po(' m cos (2TrAft))
La fréquence Doppler s'exprime par la formule :
2 --$
AT r. _4
=õ
17 est le vecteur vitesse de la particule considérée comme le vecteur
vitesse du vent.
u est le vecteur unitaire correspondant à l'axe optique ou encore l'axe
de propagation du faisceau laser.
=
est le produit scalaire donnant la projection du vecteur vitesse sur
l'axe du faisceau laser.
est la longueur d'onde du laser.
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m est l'indice de modulation en fréquence créée par l'interférence
L'indice de modulation m du signal dépend de paramètres liés, d'une
part, à la configuration de détection et, d'autre part, à la diode laser.
Dans le cas d'une diode laser, connue de l'homme du métier sous le
nom de diode laser Fabry-Pérot, pour un faisceau d'une longueur d'onde de
785 nm et une puissance optique de 100 mW, avec en outre une optique de
focale de 20 mm et un diamètre de 20 mm pour une distance de focalisation de
1 m, on a alors par exemple un indice de modulation m valant 1,5 10-4.
La photodiode 8 a alors pour fonction de transformer la puissance
optique modulée (P2) en un courant modulé.
Le courant est ensuite amplifié pour obtenir une tension. L'indice de
modulation étant faible, le signal est noyé dans le bruit même après
amplification. En revanche, dans le domaine fréquentiel, le rapport signal sur
bruit peut être suffisant et le spectre du signal peut contenir un pic au-
dessus
du niveau de bruit, correspondant à la fréquence Doppler, si le rapport signal
sur bruit est suffisant. Il est donc possible de retrouver la fréquence
Doppler
correspondant au pic en appliquant une transformée de Fourrier Discrète (DFT)
et ainsi en déduire la vitesse du vent.
La figure 2 illustre une chaîne d'acquisition destinée à un anémomètre
laser mais on trouve des dispositifs semblables sur d'autres dispositifs
électroniques, notamment des dispositifs de mesure.
Sur la gauche de la figure 2 on a une carte analogique 10 sur laquelle
se trouvent la diode laser 2 et la photodiode 8. Cette carte analogique 10
supporte également un dispositif d'amplification, appelé par la suite
amplificateur 12, qui sera décrit plus en détail ci-après.
L'amplificateur 12 a pour but de fournir un signal électrique qui puisse
être exploité par une carte numérique 14 destinée au traitement du signal
amplifié. La figure 2 donne un exemple de carte numérique qui est illustrée
ici
très schématiquement. En entrée de cette carte, on trouve par exemple un
filtre
passe-bas 16. En aval de ce filtre se trouve un convertisseur
analogique/numérique, appelé également CAN 18 suivi d'un réseau de porte
programmable connu également sous l'acronyme anglais FPGA 20 (pour Field
Programmable Gate Array). Au sein de ce FPGA 20 se trouvent plusieurs
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modules pour effectuer divers calculs tels que par exemple pour réaliser une
transformée de Fourrier, exploiter les résultats de cette transformation, etc.
.
Une fois les calculs réalisés, un module de communication 22 met les résultats
sous un format normalisé de telle sorte que ceux-ci puissent être exploités
par
5 un enregistreur de données ou un ordinateur 24, par exemple un ordinateur
personnel.
La figure 3 est une illustration schématique de l'amplificateur 12. On a
également représenté sur cette figure un générateur de courant 26 qui fournit
un courant i(t) à l'amplificateur 12. Ce dernier comporte un premier étage 28,
10 un deuxième étage 30, un troisième étage 32 et un quatrième étage 34. A
la
sortie du premier étage 28, on a une tension V1 (t), à la sortie du deuxième
étage on a une tension V2(t), à la sortie du troisième étage on a une tension
V3(t) et à la sortie de l'amplificateur 12 on a une tension Vs(t).
Cet amplificateur 12 réalise dans un premier temps une conversion
courant tension au sein du premier étage 28. Le deuxième étage 30 réalise
quant à lui une adaptation d'impédance qui est nécessaire pour ne pas faire
chuter le gain obtenu dans le premier étage 28. Ce deuxième étage 30 sert
d'interface entre le premier étage 28 et le troisième étage 32 qui est un
étage
d'amplification supplémentaire. Le quatrième étage 34 proposé ici a pour but
d'augmenter encore le gain de la chaîne globale et de permettre une
adaptation d'impédance avant l'échantillonnage du signal dans la carte
numérique 14.
Un exemple de premier étage est illustré sur la figure 4. Ce premier
étage 28 reçoit en entrée le courant i(t). Ce premier étage 28 est réalisé
autour
d'un transistor 36 dans un montage de type base commune. Un tel montage
fournit à la fois une bonne bande passante et un gain important. En outre il
offre une stabilité importante par rapport par exemple à l'utilisation d'un
amplificateur opérationnel (utilisé dans l'art antérieur). Le transistor 36
utilisé ici
est un transistor classique présentant une base, un émetteur et un collecteur.
Il
pourrait toutefois également s'agir d'un transistor à effet de champ (tout
comme
pour les autres transistors du dispositif d'amplification décrit ici).
Le courant i(t) est envoyé sur l'émetteur du transistor 36 en passant
par une première capacité Ci. L'émetteur du transistor 36 est également relié
à
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la masse par une première résistance R1. Cette résistance sert à fixer le
courant dans l'émetteur du transistor 36. Ce courant est par exemple fixé à
0,25 mA afin de limiter la détérioration du rapport signal sur bruit. Le
collecteur
du transistor 36 est relié à une tension d'alimentation Vcc par
l'intermédiaire
d'une deuxième résistance R2. Cette résistance sert à fixer le gain du premier
étage 28.
La base du transistor 36 est maintenue à un potentiel constant grâce à
des résistances R3 et R4. La résistance R3 est connectée entre la base du
transistor 36 et la masse tandis que la résistance 34 est connectée entre la
base du transistor 36 et la tension d'alimentation Vcc. On prévoit également
au
niveau de la base du transistor 36 une capacité C2 qui remplit le rôle de
capacité de découplage. Cette capacité C2 est reliée entre la base du
transistor 36 et la masse. Un tel montage permet de minimiser la capacité de
transition de la jonction base/collecteur. En régime dynamique, cette
connexion
est vue comme une masse. L'impédance d'entrée du montage est la résistance
dynamique de la fonction base émetteur.
L'impédance de sortie de ce montage est R2. Grâce à la capacité C2
de découplage, on supprime le courant continu. Ainsi, la polarisation du
montage n'est pas une fonction de la polarisation de la photodiode 8.
Le transistor 36 est de préférence un transistor NPN car sa fréquence
de transition est supérieure à celle d'un transistor PNP.
La figure 5 illustre une forme de réalisation du deuxième étage 30. Ce
deuxième étage réalise une adaptation d'impédance afin de ne pas faire chuter
le gain du premier étage 28 lors de la connexion de celui-ci avec le troisième
étage 32. Ce deuxième étage 30 comporte un transistor 38, qui est de
préférence identique au transistor 36 du premier étage. Toutefois, le montage
est différent puisqu'il s'agit ici d'un montage collecteur commun. Dans cet
étage, le courant est fixé par la polarisation du premier étage 28 et par la
valeur
d'une résistance R5 montée entre l'émetteur du transistor 38 et la masse car
cet étage ne comporte pas de capacité de liaison. Cependant, le montage
suiveur représenté sur la figure 5 ajoute une capacité de charge au premier
étage 28, qui abaisse la fréquence de coupure de ce premier. Pour supprimer
ce phénomène, on choisit de diminuer le gain du premier étage 28 pour en
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augmenter la bande passante. Comme le transistor 38 présente les mêmes
caractéristiques que le transistor 36, sa capacité de charge ajoutée de ce
transistor 38 est voisine de la capacité base collecteur. On réalise ainsi une
chute de la fréquence de coupure par un facteur 2. Afin de compenser cette
perte, le gain est lui aussi diminué dans la même proportion. On perd alors
6 dB sur le gain de l'étage.
Le troisième étage 32 est représenté sur la figure 6. Cet étage est un
étage d'amplification supplémentaire pour augmenter le gain global de
l'amplificateur 12. Il est proposé ici d'avoir un troisième étage 32
comportant un
transistor 40 dans un montage émetteur commun avec découplage de la
résistance de l'émetteur. La tension en entrée de ce deuxième étage 32 n'étant
que de quelques mV, il n'est pas nécessaire ici d'intégrer une contre réaction
dans le montage afin de limiter la distorsion en amplitude. Le transistor 40
présente lui aussi, de préférence, les mêmes caractéristiques dynamiques que
le transistor 36 du premier étage. Ainsi, grâce à sa fréquence de transition
et
sa faible capacité de jonction, le transistor 40 pourra assurer un gain
important
et une large bande passante.
Pour minimiser la capacité de transition de la jonction base collecteur
dans le transistor 40, un réseau de polarisation avec des résistances R6 et R7
fixe une tension de la base la plus proche possible de la masse afin de
minimiser la capacité de transition de la jonction base collecteur. La
résistance
R6 est montée entre la base du transistor 40 et la source d'alimentation Vcc
tandis que la résistance R7 est montée entre la base du transistor 40 et la
masse. Pour avoir une tension proche de la masse, la résistance R7 sera très
faible par rapport à la résistance R6. A l'entrée du troisième étage 32, une
capacité C3 permet de dissocier les points de polarisation des deux étages et
ainsi de réaliser les réglages des paramètres du troisième étage 32 sans tenir
compte des paramètres du deuxième étage 30.
Une résistance R8 montée entre l'émetteur et la masse permet de fixer
le courant qui va circuler dans le transistor 40. On fixera par exemple la
valeur
de ce courant à 1 mA. La résistance R8 est découplée.
Sur la figure 6, une résistance R9 montée entre le collecteur du
transistor 40 et la tension d'alimentation Vcc permet de fixer le gain de
l'étage
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amplificateur. Cette résistance R9 donne également l'impédance de sortie de
ce troisième étage 32.
La figure 7 illustre un montage proposé pour réaliser le quatrième
étage 34. Ce dernier est réalisé autour d'un amplificateur opérationnel 42. Le
signal en provenance du troisième étage 32 arrive sur l'entrée non inverseuse
de l'amplificateur opérationnel 42 après être passé par une capacité C4
destinée à supprimer la composante continue de ce signal. L'entrée non
inverseuse de l'amplificateur opérationnel 42 peut ainsi être polarisée grâce
à
un réseau de résistances R10 et R11. La résistance R10 est montée entre
l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 42 et la tension
d'alimentation Vcc tandis que la résistance R11 est reliée entre l'entrée non
inverseuse de l'amplificateur opérationnel 42 et la masse. En choisissant deux
résistances identiques R10 et R11, on réalise une polarisation de cette entrée
non inverseuse à une tension Vcc/2.
La sortie de l'amplificateur opérationnel est reliée à son entrée
inverseuse par une résistance R13. L'entrée inverseuse de l'amplificateur
opérationnel 42 est également reliée à la masse par l'intermédiaire d'une
résistance R12 et d'une capacité C5. L'ajout de cette capacité évite
l'amplification des tensions continues et permet ainsi de ne pas tenir compte
de
la tension de décalage de l'amplificateur opérationnel. Les résistances R12 et
R13 permettent de fixer le gain du quatrième étage 34.
On utilise ici de préférence un amplificateur opérationnel 42 à contre
réaction courant pour disposer de meilleures performances dynamiques par
rapport à un amplificateur opérationnel classique à contre réaction tension.
Un
tel amplificateur opérationnel 42 présente également l'avantage de ne pas
avoir une entrée inverseuse en haute impédance, ce qui permet d'éviter les
couplages par champs électriques sur cette entrée.
Le quatrième étage assure une fonction d'amplification et une fonction
d'adaptation d'impédance. Dans la structure décrite, on peut envisager ici de
remplacer le montage décrit ici par un autre montage assurant ces deux
fonctions. On peut ainsi par exemple proposer la combinaison d'un montage
amplificateur de type émetteur commun (ou source commune avec un
transistor à effet de champ) avec un montage suiveur à transistor ou à
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amplificateur opérationnel. Cette dernière solution permet d'obtenir un
montage
suiveur quasi parfait.
En montant les différents étages décrits ci-dessus en cascade, on
obtient alors l'amplificateur 12. On peut par exemple prévoir d'obtenir un
gain
de 53 dB au niveau du premier étage 28. Le troisième étage 32 peut quant à lui
présenter un gain de 28 dB. Enfin, le quatrième étage peut présenter un gain
de 23 dB. Avec ces valeurs numériques données à titre purement illustratif et
non limitatif, on obtient globalement pour l'amplificateur 12 un gain de 104
dB.
La bande passante de cet amplificateur est par exemple de 125 MHz
tandis que sa densité spectrale de puissance de bruit est par exemple de
8.10-23 A2/Hz.
Dans le cas d'une application à l'anémométrie laser, de telles
performances permettent de mesurer la vitesse du vent allant jusqu'à 49 m/s
lorsque le vent arrive de face pour une longueur d'onde d'un faisceau incident
de 785 nm. La bande passante peut augmenter en baissant le gain de
l'amplificateur. Ceci permet alors d'augmenter la vitesse du vent mesurable.
Pour obtenir de telles performances, il convient de limiter toutes les
perturbations pouvant agir sur cet amplificateur 12. Il convient notamment de
soigner l'alimentation électrique de cet amplificateur. Cette alimentation
fournit
notamment la tension Vcc que l'on retrouve à chaque étage de l'amplificateur
12.
Il est proposé dans la présente description d'alimenter l'amplificateur
12 par un dispositif d'alimentation fournissant une tension constante. En
effet,
compte tenu du gain et de la bande passante de l'amplificateur 12, le produit
du gain par la bande passante est élevé et entraîne un fort risque
d'oscillation.
Le risque est alors d'avoir une perturbation de l'alimentation qui se recouple
dans l'étage d'entrée. Compte tenu des performances de cet amplificateur 12,
si une perturbation extérieure intervient sur l'alimentation, cette
perturbation est
alors amplifiée en sortie de l'amplificateur et viendrait alors perturber le
signal
en sortie rendant l'analyse ultérieure impossible.
Le réseau alimentant l'amplificateur devra être de préférence tel que
son impédance, vue par les composants actifs, entre un rail d'alimentation
dudit réseau et sa masse soit la plus faible possible. L'impédance du rail
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d'alimentation entre deux composants actifs doit quant à elle être la plus
grande possible afin de minimiser l'influence d'un étage de l'amplificateur
sur
un autre étage de l'amplificateur. Enfin, le réseau alimentant l'amplificateur
sera de préférence tel que toutes les perturbations extérieures soient
filtrées
5 dès l'entrée sur la carte analogique.
Chaque étage de l'amplificateur nécessite ici une même tension
d'alimentation. Une solution de l'art antérieur serait alors d'alimenter tous
les
étages de l'amplificateur par une même piste ou un même plan d'alimentation,
en ajoutant des capacités de découplage à chaque étage. Cette piste ou ce
10 plan d'alimentation serait alors filtré au préalable par rapport à
l'extérieur par un
unique régulateur et éventuellement une unique ferrite. Cependant une telle
architecture n'est pas assez performante pour les différents étages de
l'amplificateur décrit ci-dessus car, d'une part, les différents étages de
l'amplificateur ne sont pas suffisamment isolés les uns des autres et, d'autre
15 part, son gain est trop grand. Ces deux facteurs combinés induisent un
comportement oscillatoire indésirable de l'amplificateur.
La figure 8 illustre schématiquement un réseau d'alimentation original
pour l'amplificateur décrit plus haut. Il est choisi ici d'alimenter
indépendamment chaque étage de l'amplificateur avec pour objectif de
maximiser l'impédance entre chaque étage qui est alors alimenté à travers un
régulateur et une ferrite dédiés. Le régulateur a alors pour but d'isoler les
étages entre eux aux basses fréquences (par exemple < 1 MHz) tandis que la
ferrite permet d'isoler les étages entre eux aux hautes fréquences (par
exemple
> 1 MHz).
Le réseau représenté sur la figure 8 comporte tout d'abord un
connecteur d'alimentation 44 qui relie le réseau d'alimentation à une source
d'énergie. Comme suggéré plus haut, le réseau d'alimentation comporte dès
l'entrée un filtre d'entrée 46 qui est représenté plus en détail sur la figure
9.
Après le filtre d'entrée, on trouve un bloc d'alimentation pour chaque étage
de
l'amplificateur. La figure 8 représente deux blocs d'alimentation sur les
quatre
nécessaires pour l'amplificateur 12. La figure 10 illustre un exemple d'un
bloc
d'alimentation. Chaque bloc d'alimentation alimentant un étage de
l'amplificateur 12 comporte un premier module 48 réalisant une isolation basse
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fréquence et un découplage basse fréquence, un deuxième module 50
réalisant une isolation haute fréquence et un troisième module 52 réalisant un
découplage haute fréquence.
Le filtre d'entré 46 représenté sur la figure 9 est dimensionné pour
fonctionner de manière optimale dans la bande passante de l'amplificateur 12.
Il est placé en entrée du montage afin d'immuniser tout le circuit contre les
perturbations extérieures conduites en entrée de carte, ces perturbations
pouvant être par exemple un découpage de l'alimentation amont, un couplage
des émissions conduites et rayonnées par la partie numérique du système, un
couplage d'ondes extérieures (dont par exemple les émissions radio), etc. . Ce
filtre d'entrée 46 est alors réalisé de manière à maximiser les pertes pour un
signal parasite parcourant les alimentations:
Le connecteur d'alimentation 44 fournit des potentiels Vcc_d et GND_d
que l'on retrouve alors en entrée du filtre d'entrée 46, à gauche sur la
figure 9.
Un potentiel 54, appelé parfois SHIELD, symbolise la masse mécanique (et le
blindage) du système.
Des capacités C6 et C7, en conjonction avec un filtre L1 permettent de
filtrer le mode commun des alimentations des étages de l'amplificateur par
rapport à la masse mécanique. En outre, des capacités C8 et C9, en
conjonction avec le filtre L1, permettent quant à elles de filtrer le mode
différentiel.
Le filtre d'entrée 46 ainsi réaliser doit fonctionner efficacement dans la
bande passante de l'amplificateur 12. Dans l'exemple numérique donné
précédemment, le filtre d'entrée devra fonctionner efficacement sur une plage
de fréquences allant de 100 kHz à au moins 150 MHz. L'impédance des
capacités C6, C7, C8 et C9 doit donc être la plus faible possible sur cette
bande de fréquence (inférieure à 1 0), et l'impédance du filtre L1 doit y être
la
plus forte possible (supérieure à 1 k0); et ce aussi bien en mode commun
qu'en mode différentiel.
En sortie, ce filtre d'entrée 46 fournit alors des potentiels Vcc et GND,
qui sont donc nettoyés des parasites conduits potentiellement par les
alimentations Vcc_d et GND_d.
Après ce filtre d'entrée 46 formant un premier filtre, un bloc
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d'alimentation est prévu pour chacun des étages de l'amplificateur. Un tel
bloc
d'alimentation est illustré sur la figure 10.
Pour réaliser un filtrage entre le premier filtre et l'étage d'amplification
correspondant, il est proposé d'utiliser un régulateur linéaire (U1, avec des
capacités de découplage Cl 1 et C12 associées). Ce régulateur est prévu pour
supporter le courant consommé par l'étage correspondant (typiquement moins
de 50 mA). Un régulateur connu sous le nom de régulateur LDO (acronyme
anglais de Low DropOut pour faible chute de tension) permettant une faible
chute de tension sera préféré afin de perdre le moins de puissance possible.
Les régulateurs permettent généralement une isolation supérieure à 30 dB
jusqu'à des fréquences de l'ordre du mégahertz (les valeurs exactes
dépendent du régulateur choisi) : l'isolation entre deux étages sera alors de
60 dB jusqu'à des fréquences de l'ordre du mégahertz.
Afin de compléter l'isolation et le découplage jusqu'à 150 MHz (pour
l'exemple numérique donné plus haut), il est proposé ici d'ajouter des
composants passifs après le régulateur. Tout d'abord, une ferrite FB1 qui,
pour
les valeurs numériques données, présente par exemple une impédance
supérieure à 100 0 de quelques mégahertz jusqu'à 150 MHz (et si possible
plus). Dans le schéma proposé sur la figure 10, cette ferrite FB1 est placée
en
série sur la piste d'alimentation. Après cette ferrite, une capacité C13 est
placée en parallèle entre la piste d'alimentation et la masse. Cette capacité
C13 présente de préférence une impédance inférieure à 1 0 de quelques
mégahertz jusqu'à 150 MHz (pour l'exemple numérique ci-dessus). La ferrite
FB1 permet aussi d'empêcher la résonance de la capacité C12 avec la
capacité C13.
Le réseau d'alimentation présenté ici et illustré par les figures 8 à 10,
permet, sur toute la bande passante utile de l'amplificateur 12, de réaliser
les
fonctions suivantes : isolation par rapport aux perturbations extérieures,
isolation des différents étages entre eux et a une impédance d'alimentation
vue
par les composants actifs suffisamment faible pour garantir leur bon
fonctionnement.
La présente invention ne se limite pas au mode de réalisation préféré
décrit ci-dessus à titre d'exemple non limitatif mais concerne également
toutes
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les variantes de réalisation à la portée de l'homme du métier dans le cadre
des
revendications ci-après.
