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WO 2020/115423 PCT/FR2019/052902
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TITRE : Procédé de traitement d'un flux de données dans un dispositif
récepteur
La présente invention concerne un procédé de traitement d'un flux de
données dans un dispositif récepteur.
En particulier, le flux de données est codé par un codage utilisant un
groupe prédéfini de symboles pour coder une unité d'information, tel qu'un
codage biphasé ou codage de type Manchester.
L'invention concerne également un dispositif récepteur mettant en
oeuvre le procédé de traitement conforme à l'invention.
L'invention trouve son application notamment dans tout système de
communication utilisant un codage/décodage de type Manchester.
Par exemple, l'invention trouve son application dans le domaine
pyrotechnique, dans les communications entre un ou plusieurs détonateurs et
une console de commande, ces communications pouvant être de type filaire ou
sans fil.
Les détonateurs électroniques et la console de commande
communiquent entre eux, par exemple pour échanger des commandes ou
messages relatifs à la programmation, au diagnostic, et à la mise à feu des
détonateurs électroniques.
Lorsqu'un train binaire (ou train d'unités d'information), représentant
la commande ou message, va être transmis sur un canal de transmission, il est,
entre autre, codé pour former un flux de données codées, puis modulé pour
former un signal. Ce signal représentant le flux de données codées est ensuite
émis sur un canal de transmission puis reçu par un dispositif de réception.
Un type de codage souvent utilisé par les détonateurs électroniques
pour la transmission de messages vers la console de commande est le codage
biphasé ou de type Manchester. Par codage/décodage de type Manchester on
entend des codages/décodages de type Manchester et Manchester différentiel.
Le codage de type Manchester utilise deux symboles pour coder un
bit ou unité d'information. En particulier, il utilise deux symboles
consécutifs
différents, pouvant être deux symboles avec des polarités opposées (+1 ou -1
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par exemple). Par exemple, un premier couple de symboles -1, +1 est
utilisé
pour coder un 1 et un second couple de symboles +1, -1 est utilisé
pour
coder un 0 .
Chaque symbole peut représenter un niveau de tension, une transition
entre un niveau bas de tension et un niveau haut de tension représentant un
1
et une transition entre un niveau haut de tension et un niveau bas de tension
représentant un 0 .
Le signal représentatif d'un flux de données codées reçu par un
dispositif émetteur est ainsi formé par une séquence de symboles, chaque
couple
de symboles de la séquence représentant une unité d'information.
Lors des communications entre un dispositif émetteur et un dispositif
récepteur, tels qu'un détonateur électronique et une console de commande
respectivement, et notamment lorsque les débits de communication augmentent,
des interférences entre symboles liées au canal de transmission se produisent.
Afin de pallier ce problème d'interférence entre symboles, une
égalisation est mise en oeuvre dans le récepteur, avant décodage, sur le
signal
reçu dans le dispositif décodeur.
Un type d'égalisation consiste à reconstituer le flux de données
codées reçues au sens du maximum de vraisemblance, c'est-à-dire en exploitant
l'interdépendance des données reçues et en maximisant la vraisemblance. Ce
type d'égalisation présente des performances optimales mais la complexité de
mise en oeuvre pour des données codées selon un codage utilisant un groupe
prédéfini de symboles tel que le codage de Manchester, est élevée.
Ce type d'égalisation peut être mis en oeuvre par le moyen d'un treillis
représentant ou modélisant le canal de transmission. Un treillis comporte un
ensemble de noeuds représentant des états possibles du signal transmis via le
canal de transmission, les noeuds étant reliés par des branches ou chemins
représentant les possibles transitions d'un état à un autre. Chaque noeud
comporte deux chemins entrants et deux chemins sortants.
Après égalisation, les symboles égalisés sont décodés afin d'obtenir
des unités d'information ou bits d'information. Le décodage est ainsi réalisé
sur
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un flux de données reconstitué, les probabilités associées à chaque symbole
n'étant plus disponibles. Il existe ainsi une perte d'information lors du
décodage.
La présente invention a pour but de proposer un procédé de traitement
d'un flux de données dans un dispositif récepteur permettant d'améliorer les
performances de la reconstitution de l'information reçue tout en réduisant la
complexité du traitement.
A cet effet, l'invention vise, selon un premier aspect, un procédé de
traitement, dans un dispositif récepteur, d'un signal représentatif d'un flux
de
données codées à partir d'un train d'unités d'information selon un codage
utilisant
un groupe prédéfini de symboles pour coder chaque unité d'information du
train,
le procédé comportant :
- une étape de réception dudit signal, ledit signal ayant été émis par
un dispositif émetteur via un canal de transmission, ledit signal reçu
comportant
une séquence de symboles de longueur prédéfinie, et
- une étape d'égalisation et de décodage combinés appliquée sur
ledit signal reçu, utilisant un treillis représentant le canal de
transmission et le codage utilisé, le treillis comportant un nombre
de noeuds représentant des états du canal de transmission, lesdits
états du canal de transmission prenant en compte ledit codage
utilisé.
Ainsi, lors de l'étape d'égalisation, le codage du signal émis via le
canal de transmission ou canal de communication est pris en compte, et par
conséquent à l'issue de cette étape d'égalisation, le signal reçu est égalisé
et
décodé. Autrement dit, des étapes d'égalisation et de décodage sont réalisées
toutes deux au moyen du treillis, ce treillis représentant le canal de
communication et le codage utilisé à l'émission du signal.
La prise en compte du codage lors de la mise en oeuvre de
l'égalisation, permet ainsi de réaliser l'égalisation et le décodage de façon
combinée et par conséquent sans perdre l'information des probabilités
associées
aux symboles égalisés et gagnant ainsi en efficacité et en performance.
En effet, il est préférable de conserver les vraisemblances (ou
probabilités) associées à chaque symbole de manière à pouvoir recombiner des
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symboles successifs formant un groupe de symboles possible selon le codage
utilisé, ou groupe de symboles pouvant coder, selon le codage utilisé, une
unité
ou bit d'information.
Le gain en efficacité et en performance est obtenu sans pour autant
rendre le traitement plus complexe car seuls les états possibles du signal
selon
le codage utilisé sont pris en compte dans le treillis représentant le canal
de
communication.
Usuellement cette opération rend le récepteur plus complexe. Mais
dans l'invention c'est le contraire, la complexité est réduite.
En effet, les noeuds du treillis représentent des états possibles du
signal reçu. Le signal est formé par une séquence de symboles comportant des
groupes prédéfinis de symboles, chaque groupe prédéfini de symboles codant
un bit ou unité d'information. Ainsi, les noeuds du treillis ou états du canal
correspondant uniquement aux états possibles selon le codage utilisé, le
nombre
d'états possibles du signal est réduit par rapport à un treillis représentant
un canal
de communication de même longueur et utilisé pour une égalisation dans
laquelle
le codage utilisé n'est pas pris en compte.
Par conséquent, la complexité du treillis employé pour l'égalisation et
le décodage du flux de données reçu est réduite, la complexité du récepteur
étant
ainsi réduite.
Selon une caractéristique, le train d'unités d'information est codé selon
un codage biphasé pour former le flux de données codées.
Ainsi, le groupe prédéfini de symboles comporte deux symboles
différents de polarité opposée, chaque bit ou unité d'information étant codé
par
deux symboles. Les symboles représentent par exemple un niveau de tension
avec des polarités contraires respectivement.
Le nombre de noeuds est par exemple égal au nombre d'états
possibles du canal de transmission en fonction du codage utilisé.
Selon un exemple de mise en oeuvre, le nombre de noeuds du treillis
est égal à Nt = M[1221, avec l'opérateur H représentant l'arrondi inférieur, M
le
nombre de symboles utilisés, c'est-à-dire le nombre de niveaux utilisés pour
le
codage ou encore nombre d'états de la modulation ou encore l'ordre de la
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modulation, et L la longueur prédéfinie de la séquence de symboles, aussi dit
la
longueur du canal ou son nombre de coefficients.
Ainsi, ici par exemple, M = 2 pour le codage de Manchester où les
symboles utilisés sont {-1 ; 1}.
5 Selon l'invention, dans ce cas où M = 2, alors Nt .2[U21.
A titre illustratif, sans l'invention, pour un cas dit disjoint , alors le
nombre de noeuds Nt = ML.
Grâce à l'invention, le nombre de noeuds est donc bien plus faible et
du coup la complexité du récepteur est réduite.
Le nombre de noeuds du treillis ou d'états possibles du signal est
fonction de la longueur du canal de transmission et du nombre de symboles
utilisé lors du codage du train d'unités d'information.
Le canal de communication a une longueur L où L est un nombre
entier étant supérieur ou égal à l'unité. Par exemple, le canal de
communication
a une longueur (L) de quatre.
Lorsque le codage utilisé est le codage biphasé ou Manchester, le
nombre de symboles utilisé est de deux. La structure du codage biphasé prévoit
que les symboles soient transmis par couple de symboles de polarité contraire.
Autrement dit, les groupes prédéfinis possibles sont formés par la suite de
symboles -1, +1 ou la suite de symboles +1, -1.
Ainsi, si par exemple, le canal de communication a une longueur L de
quatre, le nombre d'états possibles du canal de communication ou le nombre de
noeuds du treillis est de quatre.
Dans cet exemple de réalisation, avec un canal de communication de
longueur L de quatre, le nombre d'états du canal de communication est de 4,
alors qu'il serait de 16 lorsque des procédés de traitement de l'art antérieur
sont
mises en oeuvre.
Selon une caractéristique, l'étape d'égalisation met en oeuvre
l'algorithme de Viterbi.
L'application de cet algorithme connu de l'homme du métier permet
d'obtenir des très bonnes performances d'égalisation.
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Dans un exemple de mise en oeuvre, l'étape d'égalisation comporte
une étape de détermination d'une métrique cumulée à chaque noeud du treillis.
Selon une caractéristique, l'étape d'égalisation comporte une étape
d'association d'une métrique initiale correspondant à chaque noeud du treillis
à
un instant de temps, les métriques représentant la vraisemblance des groupes
prédéfinis de symboles reçus par rapport aux groupes prédéfinis de symboles
possibles selon le codage utilisé.
Cette association d'une métrique initiale permet l'association des
métriques initiales à chaque état du canal possible selon le codage utilisé.
Lorsque par exemple le codage utilisé est le codage biphasé et que la
longueur du canal de communication est par exemple de quatre, l'état initial
du
canal de communication, c'est-à-dire avant que le signal codé ne soit
transmis,
est défini par la séquence de symboles [-1 -1 -1 -1], cet état ne contenant
pas de
groupes prédéfinis de symboles possibles selon le codage biphasé.
L'association permet ainsi, d'associer des métriques à chacun des
états possibles selon le codage biphasé, ces états étant respectivement formés
par les séquences de symboles suivantes : [-1 +1 -1 +1], [-1 +1 +1 -1], [+1 -1
-1
+1] et [+1 -1 +1 -11.
La présente invention concerne selon un deuxième aspect, un
dispositif récepteur comportant :
- des moyens de
réception d'un signal émis par un dispositif émetteur
via un canal de transmission, le signal étant représentatif d'un flux de
données
codées à partir d'un train d'unités d'information selon un codage utilisant un
groupe prédéfini de symboles pour coder chaque unité d'information du train,
ledit signal reçu comportant une séquence de symboles de longueur prédéfinie,
et
- des moyens d'égalisation pour égaliser et décoder, de manière
combinée, le signal reçu par lesdits moyens de réception, en utilisant un
treillis
représentant le canal de transmission et le codage utilisé, le treillis
comportant
un nombre de noeuds représentant des états du canal de transmission, lesdits
états du canal de transmission prenant en compte ledit codage utilisé.
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La présente invention concerne selon un troisième aspect une unité
de commande configurée pour établir des communications avec des détonateurs
électroniques, l'unité de commande comportant un dispositif récepteur conforme
à l'invention mettant en oeuvre le procédé de traitement d'un signal
représentatif
d'un flux de données codées conforme à l'invention.
La présente invention concerne selon un quatrième aspect un
système de mise à feu d'au moins un détonateur électronique comportant au
moins une unité de commande conforme à l'invention et au moins un détonateur
électronique relié à ladite unité de commande.
Selon des modes de réalisation, ledit au moins un détonateur
électronique et l'unité de commande peuvent être reliés via des moyens de
communication filaires ou sans fil.
Le dispositif récepteur, l'unité de commande et le système de mise à
feu d'au moins un détonateur électronique présentent des caractéristiques et
avantages analogues à ceux décrits précédemment en relation avec le procédé
de traitement.
D'autres particularités et avantages de l'invention apparaîtront encore
dans la description ci-après.
Aux dessins annexés, donnés à titre d'exemples non limitatifs :
- la figure 1 est un schéma représentant un émetteur et un récepteur
mettant en oeuvre le procédé de traitement conforme à l'invention ;
- la figure 2 illustre un schéma représentant des étapes du procédé
de traitement conforme à un mode de réalisation ;
- la figure 3 représente un exemple de signal représentant un flux de
données codées selon le codage biphasé ; et
- la figure 4 représente un exemple de treillis utilisé lors de la mise
en oeuvre du procédé de traitement selon un mode de réalisation.
La figure 1 illustre un détonateur électronique 1 et une unité de
commande ou console de commande 2. Le détonateur électronique 1 est un
dispositif émetteur émettant des messages ou commandes vers la console de
commande 2 qui constitue un dispositif récepteur.
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Le procédé de traitement conforme à l'invention est mis en oeuvre
dans le dispositif récepteur 2. Des étapes du procédé sont illustrées à la
figure 2.
Le procédé de traitement conforme à l'invention va être décrit en
référence à un système de mise à feu comportant au moins un détonateur
électronique 1 et une console de commande 2. Néanmoins, le procédé de
traitement peut être mis en oeuvre par tout autre dispositif récepteur mettant
en
oeuvre un décodage utilisant un groupe de symboles, tel que le codage biphasé
ou codage de type Manchester.
On notera que dans la description suivante, le codage utilisé pour
former le flux de données codées est un codage biphasé ou de Manchester.
Ainsi, le groupe de symboles codant un bit d'information comporte deux
symboles.
Néanmoins, d'autres codages utilisant des groupes prédéfinis de
symboles pour coder chaque unité d'information peuvent être utilisés.
Le détonateur électronique 1 et la console de commande 2 (ou
dispositif émetteur et dispositif récepteur respectivement) communiquent entre
eux à travers un canal de transmission ou canal de communication 3.
Le canal de communication 3 peut être de type filaire, les
communications étant régies par exemple selon des normes Ethernet telles que
10Base-T, 10Base5 ou 10Base-2. Le canal de communication 3 peut être aussi
de type sans fil, le dispositif émetteur et le dispositif récepteur étant par
exemple
reliés selon une liaison radio à courte distance.
Dans un mode de réalisation, le détonateur électronique 1 ou dispositif
émetteur comporte un module de contrôle de redondance cyclique ou CRC (de
Cyclic Redundancy Check ) 10. Ce module CRC 10 ajoute (par exemple par
concaténation) au train d'unités d'information ou train binaire à envoyer au
dispositif récepteur 2, des codes de contrôle ou codes CRC permettant de
pouvoir vérifier à réception l'intégrité du train binaire reçu dans le
dispositif
récepteur 2.
Dans le mode de réalisation illustré, le détonateur électronique 1
comporte en outre un module de synchronisation 11, un module de codage 12 et
un module de modulation 13.
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Le train binaire à émettre est traité séquentiellement par les modules
cités ci-dessus pour former un signal lens représentant un flux de données
codées selon un codage tel que le codage de type Manchester.
Le module de synchronisation 11 ajoute un préambule de
synchronisation au train binaire à émettre afin de pouvoir reconstruire
correctement le train binaire dans le dispositif récepteur 2.
Ensuite, le module de codage 12 code le train binaire sortant du
module de synchronisation 11 selon un codage donné. Dans le cas des
détonateurs électroniques un codage largement utilisé est le codage de
Manchester. Ce codage bien connu de l'homme du métier, sera décrit en
référence à la figure 3.
Finalement, une fois le flux de données codées par le module de
codage 12, il est modulé par le module de modulation 13. Dans ce mode de
réalisation, ce module met en oeuvre une modulation de charge. Ce type de
modulation fait varier par exemple une charge résistive dans un circuit
électronique de sorte à générer, ou pas, un courant sur la ligne reliant le
détonateur électronique et la console de commande de sorte à générer le signal
lens à émettre.
Coté récepteur, la console de commande 2 comporte des moyens de
réception des signaux (non illustrés), un module d'échantillonnage 20 et un
module de synchronisation 21 connues de l'homme de métier. La figure 2
illustre
un schéma représentant des étapes du procédé de traitement mis en oeuvre par
la console de commande 2.
Une fois que la réception EO du signal est mise en oeuvre par les
moyens de réception, le signal reçu lreçu, est échantillonné à une étape
d'échantillonnage El et synchronisé à une étape de synchronisation E2. Le
signal reçu lreçu, une fois échantillonné et synchronisé, est adressé à un
module
d'égalisation 22. Le module d'égalisation 22 met en oeuvre, de manière
combinée, à une étape d'égalisation E3, l'égalisation et le décodage du signal
reçu lreçu pour obtenir le train binaire dans le flux de données décodées sans
interférence entre symboles.
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Dans le mode de réalisation illustré, une fois le flux de données codées
obtenu, un module de contrôle de redondance cyclique 23 vérifie le mot codé
pour assurer l'intégrité des données reçues.
Dans un mode de réalisation, le dispositif récepteur 2 comporte en
5 outre
des moyens d'estimation 24 du canal de communication 3 configurés pour
obtenir la réponse impulsionnelle du canal de communication 3 à travers lequel
le signal est transmis. Cette réponse impulsionnelle est utilisée lors de
l'égalisation du signal reçu. On notera que l'estimation E10 du canal est mise
en
oeuvre préalablement à l'égalisation E3.
10 Comme
indiqué ci-dessus, un type de codage utilisé par le module de
codage 12 dans le dispositif émetteur 1 est le codage de Manchester.
Ce type de codage est largement utilisé car il est simple à mettre en
oeuvre et des signaux ainsi codés sont résistantes aux pertes de
synchronisation
et aux parasites.
La figure 3 illustre un signal 40 représentant un flux de données
codées selon le codage de Manchester. La figure 3 représente aussi un signal
d'horloge 42 permettant la synchronisation entre le dispositif émetteur 1 et
le
dispositif récepteur 2.
Le codage de type Manchester ou codage biphasé est un codage de
type synchrone, c'est-à-dire que, outre les données à transmettre via un canal
de
communication 3, les signaux générés contiennent un signal d'horloge de
synchronisation qui est nécessaire pour le décodage des données à réception.
Comme illustré à la figure 3, le module de codage 12 du dispositif
émetteur 1 génère un signal représentatif d'un flux de données codées 40 à
partir
d'un train d'unités d'information ou train binaire 41. Le codage des unités ou
bits
d'information est mis en oeuvre par une transition du signal. Le codage d'un
1
est mis en oeuvre par une transition du signal d'un niveau haut vers un niveau
bas, et le codage d'un 0 par une transition d'un niveau bas vers un niveau
haut.
Le module de codage 12 dans le dispositif émetteur 1 est configuré de
manière que lorsque le bit d'information à coder est un 1 , le signal
généré 40
comprend un niveau haut suivi d'un niveau bas, c'est-à-dire qu'une transition
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descendante est générée. Lorsque le bit d'information à coder est un 0 , le
signal généré 40 comprend un niveau bas suivi d'un niveau haut, c'est-à-dire
qu'une transition montante est générée.
Côté dispositif récepteur 2, le début de la trame à traiter est obtenu au
module de synchronisation 21, à partir du flux de données codées reçu et
adressé au module d'égalisation 22 afin d'être utilisé pour le décodage du
flux de
données codées reçu. Le module de synchronisation 21 est aussi configuré pour
estimer le rythme ou fréquence d'horloge utilisée côté émetteur et pour mettre
en
oeuvre un échantillonnage du signal au rythme ou fréquence d'horloge estimée.
Une fois que le module d'égalisation 22 reçoit la réponse
impulsionnelle du canal de communication 3 provenant des moyens d'estimation
24 du canal de communication, et le flux de données codées échantillonné et
synchronisé, il met en oeuvre l'égalisation et le décodage E3 du flux de
données
codées.
Dans un mode de réalisation, l'égalisation est mise en oeuvre au sens
du maximum de vraisemblance. Ce type d'égalisation est connu de l'homme du
métier et ne sera pas décrite ici. Ce type d'égalisation obtient des résultats
optimaux en termes de performance.
Selon un mode de réalisation, l'égalisation peut être mise en oeuvre
selon l'algorithme de Viterbi, bien connu aussi de l'homme du métier.
Cet algorithme présente de très bonnes performances d'égalisation
mais nécessite que le canal de communication soit estimé.
Dans un mode de réalisation, le canal de communication est modélisé
par un filtre à réponse impulsionnelle finie. La réponse impulsionnelle peut
être
écrite de la manière suivante :h = [h(0), h(1), ... , h(L ¨ 1)]T .
Le signal reçu au dispositif récepteur 2 peut être écrit ainsi :
L -1
y (k) = s (k ¨ p)h(p) + b (k)
P=0
Où y(k) représente le k-ième échantillon du signal reçu, s(k) étant le
k-ième symbole émis et b(k) le bruit additif blanc gaussien de moyenne nulle
et
de variance cr2.
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La réponse impulsionnelle du canal étant de longueur L, le signal
présente une mémoire de profondeur L. Ainsi, y(k) dépend des symboles
s(k-L+1), s(k-L+2),..., s(k) et l'échantillon suivant, y(k+1), dépend des
symboles
s(k-L+2), s(k-L+3),..., s(k-F1). Ces deux séquences de symboles contiennent
L-1 symboles communs et il n'y a donc que deux possibilités pour passer de la
première séquence à la seconde (les symboles modulés ne pouvant prendre que
deux valeurs, à savoir +1 ou -1).
Selon d'autres modes de réalisation, d'autres algorithmes
d'égalisation peuvent être utilisés sans nécessiter que le canal de
communication
soit estimé. Néanmoins, l'égalisation obtenue par ce type d'algorithmes
présente
des résultats largement inférieurs par rapport à ceux obtenus lorsque
l'algorithme
de Viterbi est utilisé.
Comme il est connu de l'homme du métier, l'algorithme de Viterbi
utilise un treillis pour mettre en oeuvre l'égalisation du flux de données.
La figure 4 représente un exemple de treillis 100 pouvant être utilisé
par le module d'égalisation 22 pour mettre en oeuvre l'étape d'égalisation du
procédé de traitement conforme à un mode de réalisation de la présente
invention.
Le module d'égalisation 22 construit ainsi un treillis 100 représentant
le canal de communication 3. Le treillis représente l'état du canal
représentatif du
flux de données codées reçu à des différents moments k.
Ainsi, le treillis 100 comporte un ensemble de noeuds 101, chaque
noeud 101 représentant un état du canal à un moment donné. Par exemple, un
premier noeud 1011 représente un premier état, un deuxième noeud 1012
représente un deuxième état, un troisième noeud 1013 représente un troisième
état et un quatrième noeud 1014 représente un quatrième état.
Dans le mode de réalisation décrit, le canal de communication 3 est
considéré avoir une longueur L de 4. Ainsi chaque échantillon du signal reçu
est
en réalité une combinaison de 4 échantillons consécutifs du signal émis.
L'égalisation a alors pour objectif de recombiner ce signal de manière à
distinguer
chaque échantillon du signal émis.
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Dans un cas dans lequel, contrairement à l'invention, le décodage est
mis en oeuvre une fois que le signal a été égalisé, le nombre d'états du canal
représenté par un treillis serait de ML. Dans le cas du code de Manchester, M
est
égal à 2 car 2 niveaux sont utilisés pour le codage, par conséquent le nombre
d'états est égal à 16.
Dans l'invention, le treillis intègre le codage de Manchester afin de
pouvoir mettre en oeuvre de manière conjointe l'égalisation et le décodage.
Ainsi, seuls des groupes ou couples de symboles 104 possibles selon
de codage de Manchester sont représentés dans le treillis 100.
Dans le codage de Manchester, les symboles sont toujours transmis
par deux et sont en opposition de phase. Ainsi, lorsqu'on transmet un 0
logique, les symboles [+1 -1] sont transmis et pour un 1 les symboles [-1
+11
sont transmis. Ainsi pour un état du canal {0 1} les symboles [+1 - 1 -1 +1]
sont
transmis.
Une unité d'information étant codée par deux symboles, le nombre
d'états du canal dans le treillis est de IVILL/21, c'est-à-dire 4 avec L = 4.
Les états 104 du canal possibles correspondent aux séquences [s(k-
3) s(k-2) s(k-1) s(k)] suivantes : [-1 +1 -1 +1], [-1 +1 +1 -1], [+1 -1 -1 +1]
et [+1 -1
+1 -1], pour L = 4.
On notera que pour une même longueur du canal de communication
3, le nombre d'états du canal et donc le nombre de noeuds du treillis est
réduit.
De ce fait, la complexité de mise en oeuvre de l'algorithme utilisé pour
l'égalisation, tel que l'algorithme de Viterbi, est réduite.
Chaque noeud 101 du treillis a deux chemins entrants 102a et deux
chemins sortants 103a associés. Pour ne pas compliquer la figure 4, les
chemins
entrants 102a et les chemins sortants 103a ont été référencés pour un seul
noeud 101.
Selon l'algorithme de Viterbi, la métrique cumulée à chaque noeud 101
du treillis est déterminée.
Dans l'invention, la métrique cumulée pour un bit d'information k peut
être déterminée selon la formule suivante :
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K
D (k) = {(y (2k ¨1) ¨ z (2k ¨ 1))2 + (y (2k ¨2) ¨ z (2k ¨ 2))2}
k=i
On notera que z(k) est le signal filtré par le canal à l'instant k : z (k) =
EL,U s (1c ¨ P)h(P) =
La métrique d'un état (noeud) correspondant au bit d'information k
dépend de la métrique cumulée de l'état du canal au noeud précédent, ainsi que
la métrique d'observation correspondante. Ceci peut être exprimé selon la
formule suivante :
D (k) = D (k ¨ 1) + {(y(2k ¨ 1) ¨ z (2k ¨ 1))2 + (y (2k ¨2) ¨ z (2k ¨ 2))2}
Dans l'hypothèse où un bruit additif blanc gaussien serait présent, la
densité de probabilité conjointe de la séquence d'observation yN =
[y(0), y(1), ... . , y(N ¨ 1)]T si la séquence zN = [z(0),z(1), ...., z(N ¨
1)]T a été
émise sur une fenêtre de taille N échantillons, est
N
1 1 (y (n) ¨ z (n))2}
KYNI zN) = 1-1 v 0_2 e xp
20-2
2irn=1
La vraisemblance peut être réécrite de la manière suivante :
1 N 1 N
1T
KY NI ZN) = ( -2 2) exp ¨ (y(n) ¨ z(n))2
0-
0-
n=1
Selon l'algorithme de Viterbi, on détermine la séquence z qui
maximise la vraisemblance entre deux séquences de symboles, c'est-à-dire celle
qui minimise la métrique cumulée D(N/2).
Ainsi, selon l'algorithme de Viterbi, parmi les chemins entrant 102a sur
un noeud 101, le chemin pour lequel la métrique cumulée D(k) est la plus
faible
est le chemin sélectionné. Ces opérations sont répétées au cours du temps pour
chaque état du canal ou noeud 101.
Dans un mode de réalisation, une métrique initiale est associée à
chaque noeud du treillis à un instant de temps. Dans un mode de réalisation,
l'instant de temps peut être de L-2, L étant la longueur du canal de
communication 3. Si la longueur du canal L est 4, l'instant du temps est K=2.
CA 03122121 2021-06-03
WO 2020/115423 PCT/FR2019/052902
En effet, une initialisation particulière de l'algorithme de Viterbi est de
préférence considérée. A l'instant 0 le canal se trouve dans l'état
initial [-1 -1
-1 -1] (si L=4) car le canal n'est pas encore alimenté par le signal modulé en
Manchester. Or cet état, n'est plus actif par la suite et il est donc
nécessaire
5 d'avoir
un traitement particulier à l'initialisation de manière à passer de l'état
initial
aux N st = M[112] états réellement exploités par la suite.
L'association de la métrique initiale aux noeuds du treillis à un instant
de temps, permet de mettre en oeuvre l'étape d'égalisation en partant d'états
du
canal possibles selon le codage utilisé.
10 En
effet, lorsque par exemple le codage utilisé est le codage biphasé
et que la longueur du canal de communication est de quatre, l'état initial du
canal
de communication, c'est-à-dire avant que le signal codé ne soit transmis, est
défini par la séquence de symboles [-1 -1 -1 -1]. Cet état ne contient pas des
groupes prédéfinis de symboles possibles selon le codage biphasé.
15 Ainsi,
des métriques initiales sont associées à chaque état du canal
possible selon le codage utilisé ([-1 +1 -1 +1], [-1 +1 +1 -1], [+1 -1 -1 +1]
et [+1 -
1 +1 -1]), pour l'exemple L=4 et M=2, les symboles valant +1 ou -1.
Dans le cas d'une longueur de canal L = 4, l'initialisation du canal de
communication 3 peut être mise en oeuvre selon les formules suivantes :
D (2,0) = {y (0) ¨ [¨h(4) ¨ h(3) ¨ h(2) ¨ h(1) ¨ h(0)]}2
+ {y (1) ¨ [¨h(4) ¨ h(3) ¨ h(2) ¨ h(1) + h(0)[}2
+ {y(2) ¨ [¨h(4) ¨ h(3) ¨ h(2) + h(1) ¨ h(0)]}2
+ {y(3) ¨ [¨h(4) ¨ h(3) + h(2) ¨ h(1) + h(0)]}2
D(2,1) = {y (0) ¨ [¨h(4) ¨ h(3) ¨ h(2) ¨ h(1) ¨ h(0)]}2
+ {y (1) ¨ [¨h(4) ¨ h(3) ¨ h(2) ¨ h(1) + h(0)[}2
+ {y(2) ¨ [¨h(4) ¨ h(3) ¨ h(2) + h(1) + h(0)[}2
+ {y(3) ¨ [¨h(4) ¨ h(3) + h(2) + h(1) ¨ h(0)]}2
CA 03122121 2021-06-03
WO 2020/115423 PCT/FR2019/052902
16
D(2,2) = {y(0) ¨ [¨h(4) ¨ h(3) ¨ h(2) ¨ h(1) + h(0)[}2
+ {y(1) ¨ [¨h(4) ¨ h(3) ¨ h(2) + h(1) ¨ h(0)]}2
+ {y(2) ¨ [¨h(4) ¨ h(3) + h(2) ¨ h(1) ¨ h(0)]}2
+ {y(3) ¨ [¨h(4) + h(3) ¨ h(2) ¨ h(1) + h(0)]}2
D(2,3) = {y(0) ¨ [¨h(4) ¨ h(3) ¨ h(2) ¨ h(1) + h(0)[}2
+ {y(1) ¨ [¨h(4) ¨ h(3) ¨ h(2) + h(1) ¨ h(0)]}2
+ {y(2) ¨ [¨h(4) ¨ h(3) + h(2) ¨ h(1) + h(0)[}2
+ {y(3) ¨ [¨h(4) + h(3) ¨ h(2) + h(1) ¨ h(0)]}2
Où D(2,0) correspond à la métrique initiale à l'instant de temps k=2
pour le noeud 1010 représentant l'état ([-1 +1 -1 +1], D(2,1) correspond à la
métrique initiale à l'instant de temps k=2 pour le noeud 1011 représentant
l'état [-
1 +1 +1 -1], D(2,2) correspond à la métrique initiale à l'instant de temps k=2
pour
le noeud 1013 représentant l'état [+1 -1 -1 +1] et D(2,3) correspond à la
métrique
initiale à l'instant de temps k=2 pour le noeud 1013 représentant l'état [+1 -
1 +1 -
1]).
