Note : Les descriptions sont présentées dans la langue officielle dans laquelle elles ont été soumises.
20607q7
.~ 1
Co,lvel lisseur continu-continu,
en particulier convertisseur push-pull à MOSFETs
L'invention concerne les convertisseurs continu-continu, en parti-
6 culier ceux de type push-pull à MOSFETs.
Ces convertisseurs sont, essentiellement, constitués autour d'un
transformateur comprenant deux enroulements primaires montés
en opposition et reliés chacun à tour de rôle à une source de tension
constante par l'intermédiaire d'organes de commutation a~o~l;és.
Cette commutation, qui peut résulter ou non d'une auto-oscilla-
tion du circuit, produit à chaque alternance une inversion corréla-
tive du flux magnétique dans le transformateur, ce qui permet de
recueillir aux bornes d'un enroulement secondaire de celui-ci une
tension alternative qui est ensuite redressée et filtrée de façon ap-
1 5 propriée.
Dans ces convertisseurs, la réduction de la taille (et donc du
poids) du dispositif passe par un accroissement de la fréquence de
travail à laquelle s'effectue la commutation alternée des enroule-
ments primaires. Or, lorsque l'on cherche à accroître cette fréquence
20 de travail, il devient particulièrement avantageux d'utiliser comme
organes de commutation des transistors de type M¢SFET en raison
de leurs excellentes performances en commutation à haute fré-
quence.
Néanmoins, ces composants présentent entre drain et source, et
25 entre drain et grille, une capacité parasite qui est loin d'être négli-
geable, en particulier pour les MOSFETs de forte puissance. Pour
cette raison, lorsque l'on choisit d'utiliser de tels composants, le
cycle de commutation doit prendre en compte les temps de charge
(ou, respectivement, de décharge) de ces capacités parasites, et ceci
30 au rythme de la fréquence de commutation.
Ces altern~nces de charges et décharges étant inévitables, il est
particulièrement important de concevoir le circuit du convertisseur
pour que, malgré ce phénomène, la commutation ait lieu sans pertes
et en dégradant le moins possible le facteur de forme, paramètre
35 détermin~nt de l'efficacité de fonctionnement du convertisseur.
2 2060747
.
A cet égard, si l'on peut faire en sorte que les charges et dé-
charges des capacités parasites des MOSFETs aient lieu sans
pertes, il en outre est essentiel que les durées de ces charges et
décharges--qui correspondent à une phase de transition ou ~ inter-
valle de commutation ~ pendant lequel le convertisseur n'opère pas
de transfert de puissance--soient adaptées à la fréquence de com-
mutation choisie.
Ainsi, si l'on prend par exemple le cas d'un convertisseur push-
pull opérant à 200 kHz, dont le temps de conduction m~im~l est
donc de 2,5 lls pour chaque branche, il ne serait pas acceptable
d'avoir un intervalle de commutation d'une durée supérieure à 1 ,us,
car le temps de conduction des transistors deviendrait alors trop
court, ce qui dégraderait de façon excessive le facteur de forme.
Ce problème est d'autant plus critique que l'on utilise comme
organe de commutation des MOSFETs, car dans ce cas précis la
capacité des MOSFETs est prédominante par rapport à la capacité
parasite du transformateur, qui ne permet plus de déterminer par
ses caractéristiques propres la durée de l'intervalle de commutation
(on pourra à cet égard se référer au US-A-4 443 840, qui décrit un
convertisseur à transistors classiques utilisant la résonance intrin-
sèque du transformateur et du redresseur de sortie pour ajuster la
durée de l'intervalle de commutation à la fréquence de travail--ce
que l'on ne pourrait pas faire avec des MOSFETs).
L'un des buts de la présente invention est de proposer un moyen
pour adapter la durée de l'intervalle de commutation à la fréquence
de travail dans un convertisseur où la capacité des organes de com-
mutation est prédominante par rapport à celle du transformateur, ce
qui est typiquement le cas des convertisseurs à commutation par
MOSFETs.
Un convertisseur de ce dernier type est par exemple décrit dans
le FR-A-2 627 644, au nom de la Demanderesse; ce document décrit
un mode de commutation impliquant la prise en compte de la capa-
cité parasite des MOSFETs, mais ne suggère aucune manière d'ajus-
ter la durée de l'intervalle de commutation en fonction de la fré-
quence de commutation choisie.
3 2060747
.
Par ailleurs, comme on le verra, le moyen proposé par la présente
invention pour ajuster la durée de l'intervalle de commutation est
indépendant du schéma et des divers paramètres électriques concer-
nés, et peut donc s'appliquer aussi bien à des convertisseurs de type
5 résonnant (c'est-à-dire opérant par oscillation spontanée) que non
résonnant (c'est-à-dire opérant par oscillation forcée), et aussi bien à
des convertisseurs pilotés en courant qu'à des convertisseurs pilotés
en tension.
A cet effet, l'invention propose un convertisseur continu-continu
du type précité (décrit par exemple dans le FR-A-2 627 644 men-
tionné plus haut), c'est-à-dire comprenant: un transformateur avec
deux enroulements primaires montés en opposition de part et d'au-
tre d'un point milieu; une source de tension constante, dont l'une
des bornes est reliée au point milieu du transformateur; et deux
15 commutateurs, notamment des MOSFETs, montés chacun en série
entre l'autre borne de ladite source de tension et un enroulement
primaire respectif et comm~n-lés de manière à relier alternative-
ment et périodiquement cette autre borne de la source de tension à
l'un ou à l'autre des enroulements primaires, ces commutateurs pré-
20 sentant, à la commutation, une capacité parasite devant être char-
gée et déchargée en imposant ainsi un temps de transition entre
l'ouverture de l'un des commutateurs et la fermeture subséquente de
l'autre commutateur.
Le transformateur de ce convertisseur est réalisé sur un circuit
25 magnétique à entrefer et chaque enroulement primaire comporte un
nombre de spires déterminé essentiellement en fonction du n*eau
de pertes a-lmissible au sein du circuit magnétique, la dimension de
l'entrefer étant alors ajustée, compte tenu de ce nombre de spires et
de la fréquence de travail, de manière à réduire l'inductance de
30 m~gnétisation du transformateur à une valeur telle que ledit temps
de transition soit inférieur à un seuil donné correspondant à la
limite tolérable du facteur de forme.
En d'autres termes, le nombre de spires du primaire est déter-
miné par le niveau de pertes admissibles et non par l'inductance de
35 magnétisation que l'on souhaite obtenir (on verra dans la descrip-
~ ~ ~ o 7 4 7
~.,
tion détaillée la justification de ce choix).-
Il a, certes, déjà été proposé de réaliser un convertisseursur un circuit à entrefer (voir le EP-A-O 303 994), mais le
circuit proposé y vise à réduire l'inductance primaire du
transformateur, et non le temps de transition entre ouverture et
fermeture des commutateurs, problème qui n'apparaît que pour les
MOSFETs de forte puissance, dont la capacité parasite propre est,
comme on l'a souligné plus haut, dominante par rapport à la
capacité parasite du transformateur.
Très avantageusement, e étant la dimension de l'entrefer,
le étant la longueur moyenne du circuit magnétique et ~ étant la
perméabilité magnétique intrinsèque du matériau du circuit
magnétique, le ratio e/le est notablement supérieur à 1/~.
Dans ce dernier cas, comme on l'expliquera mieux par la
suite, la durée de l'intervalle de commutation est
essentiellement déterminée par un paramètre purement géométrique
(la dimension de l'entrefer), et est donc indépendante à la fois
de la température (la perméabilité magnétique intrinsèque est en
effet un facteur qui varie dans des proportions considérables en
fonction de la température) et des dispersions très importantes
de perméabilité que l'on rencontre d'un noyau à l'autre.
Compte tenu de cette introduction, l'invention peut être
définie en termes généraux de la façon suivante:
1) un convertisseur continu-continu comprenant une entrée
pour couplage à une première borne d'une source de
première tension continue, ladite source de première
tension continue ayant une première borne et une
seconde borne entre lesquelles ladite première tension
continue est réalisée, et ayant une sortie à laquelle
une seconde tension continue est réalisée, comprenant:
un transformateur ayant un noyau formant un circuit
magnétique à entrefer, ledit noyau portant un
enroulement primaire ayant une première et une seconde
sorties et une entrée point milieu reliée à l'entrée
dudit convertisseur continu-continu pour couplage
direct à ladite source de première tension continue,
et ayant un enroulement secondaire, ledit enroulement
~-- 2~n747
4A
secondaire ayant au moins deux sorties;
un premier moyen de commutation relié à la première
sortie dudit enroulement primaire pour couplage à
ladite seconde borne de ladite source de première
tension continue, et ayant une entrée pour accepter un
premier signal de contrôle de commutation qui alterne
entre un premier et un second états à une fréquence de
commutation, pour faire passer un courant continu de
fac,on périodique entre l'entrée point milieu et ladite
première sortie de l'enroulement primaire lorsque
ledit signal de contrôle de commutation et dans ledit
premier état et pour empêcher le passage du courant
lorsque ledit signal de contrôle de commutation est
dans ledit second état;
un deuxième moyen de commutation relié à ladite
seconde sortie dudit enroulement primaire destiné à
être couplé audite deuxième borne de ladite source de
deuxième tension continue, et ayant une entrée pour
accepter un second signal de contrôle de commutation
qui alterne entre un premier état et un second état à
une fréquence de commutation, ledit second signal de
contrôle de commutation étant complémentaire audit
premier signal de contrôle de commutation en ce que
lorsque ledit premier signal de contrôle de
commutation est dans ledit premier état, ledit second
signal de contrôle de commutation est dans le second
état, et lorsque ledit premier signal de contrôle de
commutation est dans ledit second état, ledit second
signal de contrôle de commutation est dans ledit
premier état, pour autoriser le passage de courant
continu périodiquement entre ladite entrée point-
milieu et ladite seconde sortie dudit enroulement
primaire lorsque ledit second signal de contrôle de
commutation est dans le premier et pour bloquer le
passage dudit courant lorsque ledit premier signal de
contrôle de commutation est dans ledit second état;
un moyen de redressement relié audit enroulement
secondaire pour redresser le courant qui circule dans
B
~ 2 ~ ~ ~ 7 4 7
4B
ledit enroulement secondaire et générer ladite seconde
tension continue à ladite sortie dudit convertisseur
continu-continu; et
caractérisé en ce que lesdits premier et second moyens
de commutation ont des capacités parasites qui se
chargent et se déchargent lorsque ledit premier et
second moyen de commutation s'ouvrent et se ferment,
et lorsque ledit enroulement primaire a un nombre pré-
déterminé de spires et a une inductance de
magnétisation qui se combine avec lesdites capacités
parasites pour définir un temps de transition entre
l'état dans lequel le premier moyen de commutation est
dans un état de conduction à un état dans lequel le
deuxième moyen de commutation est dans un état de
conduction et ledit premier moyen de commutation n'est
pas en état de conduction, la dimension de l'entrefer
dudit noyau étant choisie de manière à ce que ladite
inductance de magnétisation dudit enroulement primaire
est réduite a une valeur pré-déterminée qui établit un
temps de transition qui est inférieur à un certain
seuil.
On va maintenant décrire en détail un exemple de réalisation
de l'invention, en référence aux dessins annexés.
La figure 1 montre la configuration générale d'un
convertisseur push-pull à transistors MOSFETs, avec les
différentes capacités parasites associées aux éléments du
convertisseur.
La figure 2 est un schéma équivalent de l'une des branches
du convertisseur de la figure 1.
La figure 3 est une courbe donnant, pour un circuit
magnétique donné, la variation de la perméabilité magnétique du
noyau en fonction de la dimension de l'entrefer.
La figure 4 est une courbe donnant, pour un circuit
magnétique
2060747
_ 5
donné, la variation du courant de m~nétisation en fonction de la
dimension de l'entrefer.
La figure 5 est une courbe donnant, dans un exemple de réalisa-
tion chiffré, la variation de l'inductance de magnétisation en fonc-
5 tion de la (limension de l'entrefer.
Sur la figure 1, on a représenté de façon schématique la structure
d'un convertisseur continu de type push-pull à commutation par
10 MOSFETs: celui-ci comporte essentiellement un transformateur
avec, au primaire, deux enroulements Pl et P2 montés en opposition
de part et d'autre d'un point milieu recevant la tension continue
d'entrée VIN; au secondaire, deux enroulements S1 et S2 permettent
de recueillir la tension altemat*e produite, qui sera redressée par
15 les diodes Dl et D2 pour délivrer la tension de sortie VOUT. Des
moyens de filtrage appropriés, non représentés, peuvent être égale-
ment prévus. Par ailleurs, pour la clarté du dessin, les enroulements
primaires P1 et P2 et secondaires S1 et S2 des deux branches du
push-pull ont été représentés distinctement, bien qu'ils se trouvent
20 en fait bobinés sur un seul et même noyau.
Les enroulements primaires P1 et P2 coopèrent-chacun avec un
organe de commutation respectif T1, T2, qui est ici un transistor
MOSFET de puissance.
On a également représenté sur le dessin, en tiretés, la capacité
25 parasite entre spires des enroulements du transformateur, ainsi que
les capacités parasites entre drain et source, entre grille et drain et
entre grille et source des transistors T1 et T2.
Le point milieu des enroulements primaires P1 et P2 est relié à la
source de tension continue VIN d'alimentation du convertisseur,
30 l'autre borne (borne distale) de chacun des enroulements primaires
étant reliée sélectivement à la masse par l'intermédiaire du commu-
tateur respectif Tl ou T2; on notera que l'on pourrait, aussi bien,
utiliser la configuration inverse, avec le point milieu relié à la masse
et les bornes distales des enroulements primaires reliées sélective-
35 ment et altemativement à la source de tension VIN par l'intermédi-
6 2060747
_
aire des commutateurs Tl et T2.
Dans cette configuration, en elle-même classique, les deux com-
mutateurs T1 et T2 sont pilotés de façon a~opliée par application
sur leur grilles G de signaux de commande respectifs permettant de
les faire fonctionner en push-pull, c'est-à-dire que, pour pouvoir fer-
mer l'un des commutateurs, l'autre doit être nécessairement ouvert.
Un mode de commande a~pro~, ié (en aucune façon limitatif de la
présente invention) est décrit par exemple dans le FR-A-2 627 644
précité, auquel on pourra se référer pour de plus amples détails à
titre d'exemple de réalisation.
On notera que, dans tous les cas, entre l'instant d'ouverture de
l'un des transistors et l'instant de fermeture de l'autre transistor, il
est nécess~ire de laisser s'écouler un intervalle sllffl~nt pour per-
mettre la charge ou la décharge des capacités parasites associées à
ces transistors, comme cela a été exposé plus haut.
La figure 2 est un schéma équivalent correspondant à l'une quel-
conque des deux branches du convertisseur de la figure 1 (par
~ branche ~, on entendra soit l'ensemble P1, S1, T1, D1, soit l'ensem-
bleP2,S2,T2~D2)
Sur ce schéma équivalent, on a utilisé les notations suivantes:
VIN est la tension d'entrée, VOUT est la tension de sortie, Rp est la
résistance du primaire, Rc est la résistance équivalente représenta-
tive des pertes au sein du circuit magnétique, Lp est l'inductance de
magnétisation (telle que modifiée par l'entrefer; voir plus bas), L
est l'inductance de fuite, Cp est la capacité parasite du transforma-
teur et Rs est la résistance du secondaire.
Compte tenu des fréquences de kavail élevées recherchées, le
matériau du noyau est généralement une ferrite.
Selon l'invention, le noyau du circuit m~gnétique comporte un
entrefer dont on peut ajuster isolément la valeur: comme on le verra
en détail plus bas, on peut en effet modifier l'inductance de magnéti-
sation en jouant sur la ~iimen~ion de l'entrefer et sans modifier
aucun des autres paramètres; ceci est symbolisé, sur le schéma
équivalent de la figure 2, par la fleche oblique sur l'inductance de
magnétisation Lp.
20607~7
_ 7
On va maintenant expliquer la manière dont interagissent ces
différents éléments et dont on va déterminer, selon l'invention, les
différents facteurs de cette configuration.
De façon classique, pour des formes d'ondes carrées dans un
5 transformateur fonctionn~nt en push-pull, l'équation de Maxwell
donne le flux B dans le matériau magnétique en fonction de la ten-
sion E appliquée aux bornes de l'enroulement, de la fréquence de
commutation Fs~ de la section du matériau m~gnétique S et du nom-
bre N de spires:
B = E/4.S.N.FS . (1)
Par ailleurs, les pertes Pc au sein du circuit m~gnétique sont
fonction de la fréquence de commutation Fs et du flux B, conformé-
15 ment à la relation:
PC = k.B~'.Fs~, (2)
k, a et ,~ étant des paramètres fonction du matériau utilisé, a et
20 étant généralement de l'ordre de 2 pour des ferrites.
L'inductance primaire (inductance de m~gnétisation) Lm est don-
née par :
Lm = Al.N2, (3)
Al étant une caractéristique fonction de la perméabilité magnéti-
que ~e du matériau du circuit magnétique telle que modifiée par la
présence de l'entrefer, et d'un coefficient c qui est une caractéristi-
que dimensionnelle liée à la géométrie du circuit m~gné~tique
Al = ~e.c (4)
L'inductance de magnétisation Lm déterminée par application de
cette relation (4) à la relation (3) va elle-même déterminer les carac-
35 téristique de commutation du convertisseur.
i: 2060747
On voit ainsi que, si l'on suppose que l'on choisit le nombre de
spires N de manière à correspondre aux conditions limites de pertes
au sein du circuit magnétique, il n'est plus possible que de modifier
le paramètre Al si l'on veut ajuster les caractéristiques de commuta-
5 tion du convertisseur et, dans Al, il n'est possible de modifier que llesi l'on ne veut pas modifier la géométrie du noyau.
On va maintenant exposer la manière de procéder à cet ajuste-
ment, conformément aux ensei~nçments de l'invention.
Avant toute chose, il faudra prendre soin de minimiser les capa-
10 cités parasites du transformateur en fractionnant, en rectifi~nt et enempilant les secondaires autant que possible, en particulier dans les
applications à haute tension.
Une fois que le transformateur aura été défini de manière à
répondre aux conditions de pertes au sein du circuit magnétique et
15 dans les enroulements de cuivre pour la fréquence de commutation
choisie, l'inductance de magnétisation Lm sera alors déterminée, et
l'on pourra calculer et mesurer la capacité parasite de chacune des
branches du convertisseur.
Plus précisément, cette capacité parasite résulte de la mise en
20 parallèle de la capacité entre drain et source et entre drain et grille
du transistor MOSFET pilotant le transformateur,-avec la capacité
parasite de l'enroulement du transformateur.
La fréquence propre d'oscillation de l'ensemble transformateur +
MOSFET de chaque branche est donnée par la relation:
Fn = JrJ2~(Lm~Ceq)l/2 ~ (5)
Ceq étant la capacité parasite globale telle que définie plus haut.
Ceci permet de connaître la durée de l'intervalle nécessaire pour
30 faire basculer le convertisseur push-pull d'une branche à l'autre,
c'est-à-dire, en d'autres termes, la durée de l'intervalle nécessaire,
lorsque l'un des commutateurs est ouvert, pour faire retomber la
tension à zéro sur l'autre commutateur.
A ce stade de la conception, la durée de cet intervalle peut être
35 trop longue pour la fréquence de commutation choisie, amenant
9 20607~7
donc à une dégradation importante du facteur de forme.
Conformément à l'invention, pour contrôler la durée de cet inter-
valle de commutation et lui imposer une valeur adaptée à la fré-
quence de commutation sans modifier de façon significative la con-
6 ception et le calcul du transformateur, on prévoit un entrefer dans lematériau magnétique et on accroît la valeur de celui-ci jusqu'à
obtention d'une valeur sati~f?.i~nte pour l'inductance de magnétisa-
tion. L'introduction de ce paramètre modifie la perméabilité magné-
tique du matériau conformément à la relation:
e
_ = _ +_, (6)
~Le 11 le
lle étant la perméabilité magnétique du matériau du circuit
magnétique modifiée par la présence de l'entrefer, 11 étant la per-
méabilité magnétique intrinsèque de ce même matériau, e étant la
dimension de l'entrefer et le étant la longueur moyenne du circuit
magnétique.
La figure 2 montre la manière dont le paramètre lle évolue en
fonction de la ~1imçn~ion de l'entrefer, pour un circuit magnétique
donné; pour un nombre fixé de spires, le produit N.Lm est une fonc-
tion proportionnelle de '~le
On notera que cette manière de déterminer la durée de l'inter-
valle de commutation est sans influence sur l'inductance de fuite L
du transformateur, ce qui est important si l'on utilise cette induc-
tance comme paramètre d'une configuration résonnante.
En effet, l'inductance de fuite Ll est uniquement fonction des
caractéristiques géométriques du transformateur, une fois celui-ci
bobiné. Cette valeur dépendra donc, en fait, du nombre d'enroule-
ments conformément à la relation:
Ll = K.N2 , (7)
K étant un paramètre fonction de la dimension des spires et de la
2060747
._
distance entre celles-ci, mais indépendante de ~1.
Bien entendu, le fait de prévoir un entrefer accroît le courant de
m~ tisation pour un temps de conduction donné; néanmoins, cet
accroissement ne produit qu'un accroissement corrélatif relative-
5 ment réduit des pertes de conduction dans les MOSFETs. A cetégard, la figure 4 montre l'évolution du courant de magnétisation en
fin de conduction Imag en fonction de la t1imenfiion de l'entrefer, ce
courant étant donné par:
E.TC
Imag = ~ (8)
Lm
E étant la tension appliquée au point milieu du transformateur
15et Tc étant la durée de l'intervalle de conduction.
Dans un exemple pratique, on a réalisé un convertisseur réson-
nant, du même type que celui décrit dans le FR-A-2 627 644 précité,
opérant à une fréquence de commutation pouvant aller jusqu'à
900 kHz. On a utilisé à cet effet un circuit m~gnétique du type ETD
2034X17X11 réalisé dans un matériau de type 3F3 commercialisé par
PHILIPS, et pour lequel Al = 2250 i 25 % et ~ = 1450 i 25 %.
Supposons que le primaire du transformateur comporte N = 10
spires; l'inductance de magnétisation sera alors Lm = Al x N2 =
2250 X 100 = 0,225 mH i 25 %.
25Si l'on introduit m~inten~nt un entrefer dans le circuit magnéti-
que, les relations (3), (4) et (6) indiquées plus haut donnent les
valeurs de Lm en fonction de la ~imer~jon e de l'entrefer. Ces
valeurs ont été portées sur la courbe de la figure 5, les valeurs nu-
mériques indiquées correspondant à une longueur magnétique moy-
30enne du circuit le = 79 mm.
L'introduction de l'entrefer réduit considérablement la plage de
dispersion de la valeur ~e~ car le ratio e/lè peut être ajusté à une
valeur de quelques pourcents, constituant donc le terme prépondé-
rant du membre de droite de la relation (6), la dispersion de valeur
35de i 25% sur lle devenant alors marginale (le terme l/lle est infé-
11 2060747
~.~
rieur à 1~ et son incidence est donc très faible).
Par ailleurs, l'incidence des variations de température est égale-
ment négligeable, bien que lle varie de façon très importante avec ce
facteur (typiquement, de 50% entre 50~C et 100~~). Ici encore, ces
6 variations n'ont qu'un effet négligeable sur ~le~ dès lors que le terme
e/le, qui est un terme purement géométrique qui ne varie pas avec la
température, est prépondérant dans le membre de droite de la rela-
tion (6).
En ce qui concerne la réalisation pratique, on notera que, pour la
10 détermination de l'entrefer, il existe des papiers calibrés de diverses
épaisseurs (10 llm, 26 ~Lm, etc.), de sorte qu'il est aisé de réaliser et
d'ajuster avec précision de tels entrefers.
