METHOD AND SYSTEM FOR SYNCHRONIZED ACQUISITION OF SEISMIC SIGNALS

METHODE ET DISPOSITIF D'ACQUISITION SYNCHRONISEE DE SIGNAUX SISMIQUES

Abrégé français

- Méthode et dispositif d'acquisition synchronisée de signaux sismiques par une ou plusieurs unités d'acquisition adaptées à la numérisation de signaux sismiques, permettant d'obtenir pour chaque signal, une série y[n] d'échantillons de ces signaux, rééchelonnée depuis un instant de référence, à partir d'une première série x[n] d'échantillons numérisés de ce signal sismique produits depuis un instant initial quelconque antérieur à l'instant de référence. - La méthode comporte essentiellement la détection d'un signal de synchronisation indicatif de cet instant de référence (T R), la mesure de l'écart de temps effectif (D) entre l'instant de référence et l'instant initial, la détermination de coefficients d'un filtre numérique (F) propre à compenser la partie fractionnaire (d) de l'écart de temps effectif mesuré, et l'application de ce filtre numérique de compensation à la première série d'échantillons, permettant d'obtenir une série d'échantillons numérisés rééchelonnée depuis l'instant de référence. Pour accélérer la détermination des coefficients du filtre qui dépendent de l'écart D observé, on préfère précalculer les coefficients d'un certain nombre de filtres intermédiaires correspondant à des fractions déterminées du pas d'échantillonnage. - Application à la prospection ou surveillance sismique, à la détection des tremblements de terre, etc.

Abrégé anglais

-Method and device intended for synchronized acquisition of seismic signals by one or more acquisition units suited for seismic signal digitizing, allowing to obtain, for each signal, a series y¬n| of samples of these signals readjusted from a reference time on, from a first series x¬n| of digitized samples of this seismic signal produced from any initial time prior to the reference time. The method essentially comprises detecting a synchronization signal indicative of this reference time (TR), measuring the effective time difference (D) between the reference time and the initial time, determining coefficients of a digital filter (F) suited to compensate for the fractional part (d) of the measured effective time difference, and applying this compensation digital filter to the first series of samples, which allows to obtain a series of digitized samples readjusted from the reference time. In order to accelerate determination of the filter coefficients depending on the difference D observed, the coefficients of a certain number of intermediate filters corresponding to determined fractions of the sampling interval are preferably precalculated. The method can be applied for seismic prospecting or monitoring, earthquake detection, etc.

Revendications

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Les réalisations de l'invention au sujet desquelles un droit exclusif de
propriété ou de
privilège est revendiqué, sont définis comme il suit :
1) Méthode d'acquisition synchronisée de signaux sismiques par au moins une
unité
d'acquisition comprenant un convertisseur analogique-numérique, permettant
d'obtenir une
série y[n] d'échantillons de chaque signal rééchelonnée depuis au moins un
instant de
référence (t R), à partir d'une première série x[n] d'échantillons numérisés
de ce signal
sismique, produite depuis un instant initial quelconque (t0) antérieur à
l'instant de référence
par le dit convertisseur avec un pas d'échantillonnage défini (.DELTA.t),
caractérisée en ce qu'elle
comporte :
- la détection d'un signal de synchronisation indicatif de cet instant de
référence (t R)
- la mesure de l'écart de temps effectif (D) entre l'instant de référence (t
R) et l'instant
initial (t0) ;
- le calcul de coefficients d'un filtre numérique fractionnaire (F) propre à
compenser
l'écart de temps effectif mesuré, les coefficients étant en nombre suffisant
pour obtenir
une précision fixée de compensation en temps ; et
- l'application à la première série d'échantillons du filtre numérique de
compensation
fractionnaire, permettant d'obtenir une série d'échantillons numérisés
rééchelonnée
depuis l'instant de référence (t R).
2) Méthode selon la revendication 1, caractérisée en ce que le calcul des
coefficients
du filtre fractionnaire comporte une détermination de marges d'ondulation
(.DELTA.D,a)
respectivement de l'amplitude et de la phase en fonction de l'erreur
temporelle maximale
(E M) affectant le signal décalé par le filtre par application de la relation
:
<IMG>
3) Méthode selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que :
- on détermine au préalable les valeurs des coefficients de N filtres
numériques
intermédiaires (F l à F N) propres à compenser N valeurs d'écart de temps
réparties sur la

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durée du pas d'échantillonnage (.DELTA.t) du signal sismique par le
convertisseur analogique-
numérique et on mémorise ces coefficients de filtrage
- on calcule les coefficients du filtre numérique fractionnaire propre à
compenser l'écart
de temps effectif mesuré (D), par interpolation entre les coefficients des
séries de
coefficients de filtrage associés aux valeurs d'écart les plus proches ; et
- on applique le filtre fractionnaire de compensation à la première série
d'échantillons.
4) Méthode selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caracté-
risée en ce que l'on calcule les coefficients du filtre numérique propre
à compenser l'écart de temps effectif mesuré, par une interpolation de
Lagrange.
5) Méthode selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caracté-
risée en ce que le signal de synchronisation est engendré à la détection
d'un signal sismique.
6) Méthode selon la revendication 5, caractérisée en ce que le signal sismique
est
émis par au moins une source sismique couplée avec le sol.
7) Méthode selon la revendication 6, caractérisée en ce que le signal sismique
est
émis par au moins un vibrateur sismique.
8) Méthode d'acquisition de signaux sismiques captés par des récepteurs
sismiques
(R) en contact avec le sol et connectés à au moins une unité d'acquisition
sismique (A)
distante d'une station de commande, en réponse à des ondes élastiques émises
dans le sol à
des instants de référence par des moyens d'émission, caractérisée en ce
qu'elle comporte
- l'acquisition avec un pas d'échantillonnage défini, d'au moins une série
d'échantillons
numérisés de chacun de ces signaux sismiques par un convertisseur analogique-
numérique (AD) dans chaque unité d'acquisition (A), depuis un instant initial
(t0)
antérieur à l'instant de référence ;
- la détection par chaque unité d'acquisition, d'un signal de synchronisation
indicatif de
l'instant de référence (t R)
- la mesure de l'écart de temps effectif (D) séparant l'instant initial de
l'instant de
référence (t R) ;

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- la détermination des coefficients d'un filtre numérique fractionnaire (F)
propre à
compenser l'écart de temps effectif mesuré, les coefficients étant en nombre
suffisant
pour obtenir une précision de compensation fixée ; et
- l'application du filtre (F) de compensation à la première série
d'échantillons, permettant
la formation d'une série d'échantillons numérisés rééchelonnés depuis le dit
instant de
référence (t R).
9) Méthode selon la revendication 7, caractérisée en ce que chaque signal de
synchronisation est émis par la station de commande en réponse au
déclenchement des
moyens d'émission, la mesure de l'écart de temps effectif (D) séparant
l'instant initial de
l'instant de référence, en tenant compte de la durée de propagation du signal
de
synchronisation sur une voie de transmission (4, TC) reliant chaque unité
d'acquisition (A)
à la station de commande (CS).
10) Méthode selon la revendication 7 ou 8, dans laquelle les ondes élastiques
sont
émises par plusieurs vibrateurs, caractérisée en ce qu'elle comporte :
- la détection par chaque unité d'acquisition (A), de signaux de
synchronisation émis en
réponse à l'émission des ondes par chacun des vibrateurs, et la mesure des
dits écarts de
temps (D i) effectifs ;
- la détermination des coefficients des différents filtres numériques
fractionnaires (F)
propres à compenser les différents écarts de temps effectifs mesurés, les
coefficients
étant en nombre suffisant pour obtenir une précision de compensation fixée ;
et
- l'application des différents filtres (F) de compensation permettant la
formation de séries
d'échantillons numérisés rééchelonnées depuis le dit instant de référence (t
R).
11) Méthode selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, caracté-
risée en ce qu'elle comporte une combinaison, avec les signaux sismiques,
des différents signaux sismiques acquis et rééchelonnés.
12) Dispositif d'acquisition synchronisée de signaux sismiques, adapté à
produire, à
partir de chaque signal sismique, au moins une série d'échantillons numérisés
rééchelonnée
depuis un instant de référence (t F), à partir d'une première série
d'échantillons numérisés

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de ces signaux sismiques produites depuis au moins un instant initial (t0)
quelconque
antérieur à l'instant de référence (t F), comportant au moins une unité
d'acquisition (A)
comprenant un convertisseur analogique-numérique (AD) produisant la dite
première série
d'échantillons, caractérisé en ce qu'il comporte, dans chaque unité
d'acquisition (A), un
moyen (3) de détection d'un signal de synchronisation, un ensemble de
traitement (2, 7)
associé à des moyens (M1-M3) de mémorisation de séries d'échantillons produits
par le dit
convertisseur (AD), un moyen de comptage ( C) pour mesurer l'intervalle de
temps effectif
écoulé entre l'instant initial et l'instant de référence, l'ensemble de
traitement (2, 7) étant
programmé pour déterminer des coefficients d'un filtre numérique fractionnaire
propre à
compenser l'écart de temps effectif mesuré, et pour appliquer à la première
série
d'échantillons, le filtre numérique fractionnaire de compensation.
13) Dispositif d'acquisition selon la revendication 12, dans lequel chaque
signal
sismique est capté par un récepteur sismique ( R) en contact avec le sol,
chaque unité
d'acquisition (A) incluant des moyens (RE, RR) d'échange de données par une
voie de
transmission (4, TC) avec une station éloignée (CS) pourvue d'un moyen
d'émission du
signal de synchronisation en réponse à la détection d'un événement, et un
système de
commande incluant l'ensemble de traitement, adapté à traiter les données
sismiques avant
leur transmission à la station centrale, caractérisé en ce que l'ensemble de
traitement (2, 7)
est programmé pour déterminer des coefficients d'un filtre numérique
fractionnaire propre
à compenser l'écart de temps effectif mesuré par les moyens de comptage (C ),
en tenant
compte de la durée effective de propagation du signal de synchronisation sur
la dite voie de
transmission reliant chaque unité d'acquisition (A) à la station centrale
(CS).
14) Dispositif selon la revendication 12 ou 13, caractérisé en ce qu'il
comporte des
moyens de mémorisation pour des coefficients de N filtres numériques
intermédiaires (F1 à
F N), propres à compenser N valeurs d'écart de temps réparties sur la durée du
pas
d'échantillonnage du signal sismique par le dit convertisseur, l'ensemble de
traitement
étant adapté à calculer les coefficients du filtre numérique fractionnaire
propre à compenser
l'écart de temps effectif mesuré, par interpolation entre les coefficients des
séries de
coefficients de filtrage associés aux valeurs d'écart les plus proches, et à
appliquer le filtre
de compensation fractionnaire à la première série d'échantillons.

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15) Dispositif selon l'une des revendications 12 à 14, pour l'acquisition
synchronisée de signaux sismiques, en réponse à l'émission dans le sol d'ondes
élastiques
par plusieurs vibrateurs, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de
comptage, dans
chaque unité d'acquisition (A), pour détecter des signaux de synchronisation
émis en
réponse à l'émission des ondes par chacun des vibrateurs, et mesurer chaque
écart de temps
(D i) effectif, l'ensemble de traitement comportant des moyens pour déterminer
les
coefficients des différents filtres numériques fractionnaires (F) propres à
compenser les
différents écarts de temps effectifs mesurés, et des moyens pour appliquer les
différents
filtres (F) de compensation permettant la formation de séries d'échantillons
numérisés
rééchelonnées depuis le dit instant de référence (t R).
16) Dispositif selon l'une des revendications 12 à 15, caractérisé en ce qu'il
comporte dans chaque unité d'acquisition, des moyens pour combiner les signaux
émis et
les signaux rééchelonnés.

Description

CA 02292257 1999-12-13
1
MÉTHODE ET DISPOSITIF D'ACQUISITION SYNCHRONISÉE
DE SIGNAUX SISMIQUES
La présente invention concerne une méthode d'acquisition synchronisée de
signaux
sismiques permettant une resynchronisation de l'acquisition de signaux
sismiques sur un
événement extérieur, et un dispositif pour sa mise en oeuvre.
La méthode selon l'invention trouve des applications dans de nombreux domaines
où l'on doit échantillonner par exemple différents signaux mesurés, au moyen
de plusieurs
chaînes d'acquisition différentes en imposant que les séries d'échantillons
prélevés soient
sensiblement en synchronisme avec un événement extérieur. C'est le cas
notamment dans le
domaine de l'exploration sismique où l'on veut fixer pour un système
d'acquisition, un
instant initial à partir duquel enregistrer des signaux sismiques
significatifs.
L'instant de référence initial généralement choisi est l'instant de
déclenchement
d'une source d'ondes sismiques. Les ondes émises se propagent dans le sous-sol
et sont
reçues par des capteurs sismiques répartis à la surface du sol par exemple.
Les signaux
délivrés par ces capteurs sont transmis à une station centrale de commande et
d'enregistrement, généralement par l'intermédiaire de dispositifs
d'acquisition répartis sur le
terrain. Chacun d'eux est adapté à amplifier, filtrer, numériser et mémoriser
tous les
signaux captés consécutivement à chaque déclenchement de la source. Les
données
mémorisées sont transmises à une station centrale depuis chaque dispositif
d'acquisition à
intervalles fixes (après chaque cycle d'émission-réception par exemple) ou
au fil de
l'eau , dès qu'un intervalle de temps de transmission est disponible. Des
systèmes
d'acquisition sismiques sont décrits par exemple dans les brevets FR 2 511 772
(US 4 583
206) ou FR 2 538 194 (US 4 628 494).
Dans chaque appareil d'acquisition, les signaux sismiques sont appliqués à une
chaîne d'acquisition. Une structure classique de chaîne d'acquisition comporte
un
préamplificateur à gain fixe, un filtre passe-haut, un filtre passe-bas anti-
repliement (anti-
aliasing) et un convertisseur analogique-numérique (ADC). Les convertisseurs
délivrent
par exemple des mots numériques de 24 bits. Ce sont par exemple des
convertisseurs
analogique-numérique à suréchantillonnage (de type sigma-delta) associés à des
filtres
numériques (FIR).

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Des convertisseurs à suréchantillonnage produisent des mots numériques d'un
format plus réduit que les convertisseurs classiques mais avec une fréquence
beaucoup plus
élevée. La dynamique normale est rétablie en appliquant aux signaux issus du
convertisseur, un filtre numérique dit de décimation qui, outre ses fonctions
de filtrage
anti-repliement (anti-aliasing), est adapté à sommer un nombre déterminé
d'échantillons
avec des pondérations appropriées comme il est bien connu des spécialistes.
Un convertisseur analogique-numérique numérise des séries d'échantillons
analogiques prélevés sur un signal à des instants fixés par une horloge
interne. Ce n'est pas
un inconvénient quand le convertisseur fonctionne isolément. Cela le devient
dans tous les
cas où l'on cherche à fixer avec précision un instant initial de référence par
rapport auquel
une séquence d'événements est repérée et surtout quand on doit procéder à des
acquisitions
de signaux par un ensemble de convertisseurs différents.
Dans les opérations de prospection sismique notamment, les ondes sismiques
émanant du sous-sol à la suite de l'émission par une source de signaux
sismiques, sont
captées par une multiplicité de récepteurs et sont converties en échantillons
numérisés par
un ensemble souvent important de chaînes d'acquisition différentes pourvues
chacune d'un
convertisseur analogique-numérique. On choisit un instant de référence,
généralement celui
où la source sismique est déclenchée et l'on cherche à caler par rapport à cet
instant le
premier échantillon significatif prélevé par les différents convertisseurs,
sur chacun des
signaux captés par les récepteurs. Si l'instant d'échantillonnage de chaque
convertisseur ne
dépend que d'une horloge interne, il n'a donc aucune raison d'être synchronisé
sur
l'événement extérieur choisi comme référence. Il s'ensuit donc un certain
retard aléatoire
(ou jitter) qui est généralement différent d'une chaîne d'acquisition à une
autre. La
conséquence en est un manque de synchronisation qui est très gênant quand on
doit
procéder à des combinaisons de signaux reçus et acquis par des chaînes
d'acquisition
différentes, comme c'est le cas généralement dans les traitements sismiques
classiques.
Etat de la technique
Par le brevet FR 2 666 946 (US 5 245 647) du demandeur, on connaît un
dispositif
d'échantillonnage de signaux comportant la combinaison d'un convertisseur à
sur-
3o échantillonnage de type sigma-delta associé à un filtre numérique de type
FIR réalisant la
décimation de séries successives de suréchantillons et un dispositif pour
synchi-oniser les

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échantillons délivrés avec un événement extérieur tel que l'instant de
déclenchement d'une
source sismique par exemple. La solution utilisée dans ce dispositif antérieur
consiste
essentiellement en une mémoire intercalée entre le convertisseur sigma-delta
et le filtre
décimateur, dans laquelle on mémorise en permanence une série de sur-
échantillons. A la
réception d'un signal de référence extérieur, le dispositif est adapté à
retrouver dans la
mémoire intercalée les suréchantillons formés avant réception de ce signal et
commander
leur transfert dans le filtre décimateur de façon à produire le premier des
échantillons
resynchronisés.
Cette solution bien qu'étant parfaitement opérationnelle, présente
l'inconvénient de
l0 nécessiter des composants électroniques complexes et coûteux intercalés
entre le
modulateur delta-sigma et le filtre FIR anti-repliement : une mémoire et des
moyens
relativement complexes pour la gérer.
On connaît par ailleurs des techniques de traitement de retard fractionnaire
(inférieur à l'unité) décrites notamment par :
- Laakso T.I. et al : Splitting the Unit Delay ; in IEEE Signal Processing
Magazine ; 1996,
qui permettent de procéder par le calcul à des recalages ou rééchelonnements
dans le
temps, de l'échantillonnage de signaux. On en rappelle brièvement ci-après
quelques
principes utiles pour la bonne compréhension de la méthode.
On désigne par x[n] une série d'échantillons numérisés Sk, Sk+i, S k+2=== S
k+p, etc.
2o prélevés (Fig.1) sur un signal de mesure depuis un instant initial to, avec
un pas
d'échantillonnage Ot, par un convertisseur analogique-numérique et par y[n]
une série
d'échantillons S'1, S'2, S'3... S'P+i, etc., prélevés avec le même pas sur le
même signal de
mesure mais rééchelonnés dans le temps à partir d'un instant de référence TR
postérieur à
to. L'écart de temps de recalage D est un nombre réel positif.
En règle générale, ce nombre peut s'écrire D = int(D) + d où int(D) correspond
à un
nombre entier de périodes d'échantillonnage et d est une fraction de période.
On doit avoir : y[n] = x[n-D].

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Pour obtenir un retard int(D), il suffit de retarder le signal initial x[n]
par une
simple translation. Les échantillons de y[n] sont ceux de x[n] simplement
décalés en indice
(renumérotés) de int(D). L'échantillon numéroté k dans la première série par
exemple,
devient l'échantillon numéroté 1 dans la deuxième série, avec k. Ot = int(D).
Pour la partie
fractionnaire de cet écart de temps, les échantillons recalés y[n] seront
quelque part entre
les valeurs de x[n] à deux positions successives d'échantillonnage par
l'horloge locale et
doivent correspondre au mieux aux amplitudes effectives des signaux
échantillonnés à ces
positions intermédiaires. Ce décalage avec rééchelonnement peut être obtenu
par
application d'un filtrage numérique F (Fig.2).
Avec les notations propres à la transformée en z, ce décalage par filtrage
numérique
peut être formulé :
Y(z) = X (z). z-D
La réponse en fréquence du filtre idéal HID est :
H;d = z-D = e-'(OD avec z= e-'w
Les réponses en amplitude et en phase du filtre idéal pour tout co sont donc :
I Hid (e'o')I = 1 et arg[Hr,, le' ~] = 6.d (co) =-Dccw
La phase est souvent représentée sous la forme d'un retard de phase défini par
:
zP (oi) e r (w)
retard ici égal à D.
La réponse impulsionnelle correspondante est obtenue par transformée de
Fourier
inverse :
h,d [11] = 27r f H;d(e''O )e'-' dco pour tout n, d' où :
l~'~ [n] _ sin[TC(~aàt - D)~ = 7r(nOt - D) sin c(nOt - D) pour tout n.

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Ce filtre idéal ne peut être implémenté car sa réponse impulsionnelle est
infiniment
longue. Cependant il existe plusieurs méthodes permettant de s'approcher de
cette solution
idéale suffisamment près pour que la précision du recalage ou rééchelonnement
dans le
temps, reste compatible avec la précision attendue dans la pratique. Le choix
de la méthode
5 à utiliser dépend des critères spécifiques à respecter dans le cadre de
l'application.
La méthode de filtrage à mettre en oeuvre doit correspondre à certains
impératifs
liés aux moyens mis en oeuvre : bande passante des signaux à acquérir,
fréquence
d'échantillonnage, limitations techniques des moyens d'application du filtrage
numérique
(moyens de calcul) disponibles et précision attendue dans le calcul des
échantillons recalés.
Dans le cadre d'une application à l'acquisition de données sismiquespar
exemple,
on impose que la bande passante du filtre soit compatible avec tous les
signaux utiles
portant l'information sismique et donc contienne par exemple l'intervalle de
fréquence [0
Hz, 375 Hz], et aussi une fréquence d'échantillonnage de 1000 Hz des signaux
sismiques.
On peut imposer que le recalage des échantillons soit effectué en temps réel,
si les unités
d'acquisition comportent des processeurs de signal puissants de type DSP par
exemple,
comme décrit dans les brevets précités, ce qui contribue également à faciliter
l'implémentation du filtrage numérique.
Définition de l'invention
La méthode d'acquisition synchronisée de signaux sismiques selon l'invention
permet d'obtenir une série d'échantillons numérisés de chaque signal, qui soit
rééchelonnée
(recalée) dans le temps depuis au moins un instant de référence, à partir
d'une première
série d'échantillons numérisés de ces signaux sismiques produite depuis un
instant initial
quelconque antérieur à l'instant de référence, par une unité d'acquisition,
avec un pas
d'échantillonnage défini.
Elle est caractérisée en ce qu'elle comporte :
- la détection d'un signal de synchronisation indicatif de cet instant de
référence (produit
en réponse à la détection d'un événement) ;
- la mesure de l'écart de temps effectif (D) entre l'instant de référence et
l'instant initial

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- la détermination de coefficients d'un filtre numérique propre à compenser
l'écart de
temps effectif mesuré, les coefficients étant en nombre suffisant pour obtenir
une
précision fixée de compensation en temps ; et
- l'application à la première série d'échantillons, du filtre numérique de
compensation,
permettant d'obtenir une série d'échantillons numérisés rééchelonnée depuis
l'instant de
référence.
Le calcul des coefficients du filtre fractionnaire comporte avantageusement
une
détermination directe de marges d'ondulation respectivement de l'amplitude et
de la phase
en fonction de l'erreur temporelle maximale (ENt) affectant le signal décalé
par le filtre
1o fractionnaire, ce qui permet de calculer les coefficients de ce filtre.
Suivant un mode préféré de mise en oeuvre,
a) on détermine au préalable les valeurs des coefficients de N filtres
numéiiques
intermédiaires propres à compenser N valeurs d'écart de temps réparties sur la
durée du pas
d'échantillonnage des signaux sismiques par le convertisseur et on mémorise
ces
coefficients de filtrage ;
b) on calcule les coefficients du filtre numérique à retard fractionnaire
propre à
compenser l'écart de temps effectif mesuré, par interpolation (de type
interpolation de
Lagrange par exemple) entre les coefficients des séries de coefficients de
filtrage associés
aux valeurs d'écart les plus proches ; et
c) on applique le filtre de compensation fractionnaire à la première série
d'échantillons.
Le signal de synchronisation est engendré par exemple à la détection d'un
signal
sismique qui peut être l'onde de première arrivée émise au moment du
déclenchement
d'une source sismique (source impulsionnelle ou vibrateur(s)) ou bien encore à
l'identification (par corrélation) avec une signature connue ou bien à la
détection d'un
certain niveau d'énergie sismique, dans le cas d'une utilisation à la
détection d'un
tremblement de terre ou d'une explosion nucléaire, etc.

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La méthode selon l'invention est utilisable notamment dans un dispositif
d'acquisition synchronisée de sianaux sismiques captés par des récepteurs
sismiques en
réponse à l'émission d'ondes élastiques dans le sol à des instants de
référence par une ou
plusieurs sources sismiques, ces récepteurs étant en contact avec le sol et
connectés à au
moins une unité d'acquisition sismique distante d'une station de commande.
Elle comporte
l'acquisition avec un pas d'échantillonnage défini, d'au moins une série
d'échantillons
numérisés de ces signaux sismiques par un convertisseur analogique-numérique
dans
chaque unité d'acquisition depuis un instant initial antérieur à l'instant de
référence, la
détection par chaque unité d'acquisition, d'un si-nal de synchronisation
indicatif de
1o l'instant de référence, la mesure de l'écart de temps effectif séparant
l'instant initial de
l'instant de référence (tenant compte éventuellement du temps de propagation
de chaque
signal de synchronisation jusqu'à chaque unité d'acquisition), la
détermination des
coefficients d'un filtre numérique fractionnaire propre à compenser l'écart de
temps
effectif mesuré, les coefficients étant en nombre suffisant pour obtenir une
précision de
compensation fixée et l'application du filtre de compensation à la première
série
d'échantillons, permettant la formation d'une série d'échantillons numérisés
rééchelonnés
depuis le dit instant de référence.
Suivant un mode de mise en oeuvre applicable à des opérations de prospection
sismique dans lesquelles les ondes élastiques sont émises par plusieurs
vibrateurs, la
méthode comporte la détection par chaque unité d'acquisition, de signaux de
synchronisation émis en réponse à l'émission des ondes par chacun des
vibrateurs, et la
mesure des écarts de temps effectifs correspondants, la détermination des
coefficients des
différents filtres numériques fractionnaires propres à compenser les
différents écarts de
temps effectifs mesurés, les coefficients étant en nombre suffisant pour
obtenir une
précision de compensation fixée, et l'application des différents filtres de
compensation
permettant la formation de séries d'échantillons numérisés rééchelonnées
depuis l'instant
de référence correspondant.
La méthode de numérisation telle qu'elle vient d'être définie, est avantageuse
à plus
d'un titre.
Elle peut fonctionner à partir de convertisseurs analogique-numérique d'un
type
courant, non modifiés et donc facilement disponibles, en coopération avec un
moyen de

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mesure précis qui peut être éventuellement incorporé dans l'ensemble de
traitement.
Comme le filtrage numérique est réalisé par voie logicielle, la méthode est
souple et
facilement adaptable à tout type d'application.
Le rétrécissement de l'intervalle entre les botnes intermédiaires duquel on
interpole
pour trouver les coefficients exacts du filtre numérique approprié, dans le
cas où l'on
précalcule les coefficients des filtres numériques applicables à plusieurs
fractions bien
définies du pas d'échantillonnage, réduit considérablement le temps de calcul.
La méthode de rééchelonnement des séries d'échantillons, selon l'invention
permet
de laisser tourner le (ou chaque) convertisseur en permanence et de former
la série
1o d'échantillons rééchelonnée depuis l'instant de référence, dès lors que
l'on connaît le retard
D.
Le signal de synchronisation que l'on peut utiliser n'est plus le seul signal
de
déclenchement (TB) mais, comme on l'a vu, l'onde de première arrivée (first
break),
l'instant de reconnaissance d'une signature acoustique ou de détection d'un
seuil d'énergie,
etc.
Dans le cas d'utilisation de plusieurs vibrateurs vibrant plus ou moins en
synchronisme, avec une acquisition sismique en continu, il est nécessaire pour
traiter les
signaux reçus (les corréler aux signaux émis) de retarder l'instant de
référence choisi pour
le rééchelonnement, sur le début de la vibration correspondante, et à cet
égard, la méthode
selon l'invention s'avère particulièrement souple.
Le dispositif d'acquisition synchronisée de signaux sismiques selon
l'invention
permet d'obtenir, à partir de chaque signal sismique, au moins une série
d'échantillons
numérisés rééchelonnée depuis au moins un instant de référence, à partir d'une
première
série d'échantillons numérisés prélevés sur ce signal sismique, produits
depuis un instant
initial quelconque antérieur à l'instant de référence.
Il comporte au moins une unité d'acquisition de signaux incluant au moins un
convertisseur analogique-numérique produisant cette première série
d'échantillons, et il est
caractérisé en ce qu'il comporte dans chaque unité d'acquisition, un moyen de
détection
d'un signal de synchronisation, un ensemble de traitement associé à des moyens
de

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mémorisation de séries d'échantillons produits par le dit convertisseur, un
moyen de
comptage pour mesurer l'intervalle de temps effectif écoulé entre l'instant
initial et
l'instant de référence, l'ensemble de traitement étant programmé pour
déterminer des
coefficients d'un filtre numérique propre à compenser l'écart de temps
effectif mesuré
(composé d'une partie entière et d'une partie fractionaire), et pour appliquer
à la première
série d'échantillons, le filtre numérique de compensation fractionnaire.
Le dispositif est utilisé avantageusement dans un système d'acquisition de
signaux
sismiques où chaque unité d'acquisition comporte des moyens d'échange de
données par
une voie de transmission avec une station éloignée pourvue d'un moyen
d'émission du
signal de synchronisation en réponse à la détection d'un événement, et un
système de
commande incluant l'ensemble de traitement, adapté à traiter les données
sismiques avant
leur transmission à la station centrale. L'ensemble de traitement est alors
programmé pour
déterminer des coefficients d'un filtre numérique fractionnaire propre à
compenser l'écart
de temps effectif mesuré par les moyens de comptage, en tenant compte de la
durée de
propagation du signal de synchronisation sur la voie de transmission reliant
chaque unité
d'acquisition à la station centrale.
Suivant un mode de réalisation préféré, le dispositif comporte des moyens de
mémorisation pour des coefficients de N filtres numériques intermédiaires
propres à
compenser N valeurs d'écart de temps réparties sur la durée du pas
d'échantillonnage du
signal sismique par le convertisseur, et l'ensemble de traitement est adapté à
calculer les
coefficients du filtre numérique propre à compenser l'écart de temps effectif
mesuré, par
interpolation entre les séries de coefficients de filtrage associés aux
valeurs d'écart les plus
proches, et à appliquer le filtre de compensation à la première série
d'échantillons.
Suivant un mode de réalisation convenant pour des opérations de prospection
sismique utilisant des vibrateurs comme moyens d'émission, le dispositif
comporte des
moyens de comptage, dans chaque unité d'acquisition, pour détecter des signaux
de
synchronisation émis en réponse à l'émission des ondes par chacun des
vibrateurs, et
mesurer chaque écart de temps effectif, l'ensemble de traitement comportant
des moyens
pour déterminer les coefficients des différents filtres numériques
fractionnaires propres à
compenser les différents écarts de temps effectifs mesurés, et des moyens pour
appliquer

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les différents filtres de compensation permettant la formation de séries
d'échantillons
numérisés rééchelonnées depuis le dit instant de référence.
D'autres caractéristiques de la méthode et du dispositif selon l'invention,
apparaîtront à la lecture de la description ci-après d'un exemple non
limitatif de réalisation,
5 en se référant aux dessins annexés où :
- la Fig.l illustre le rééchelonnement d'une série d'échantillons
- la Fig.2 illustre l'application d'un filtrage numérique F permettant un
recalage
d'échantillons
- la Fig.3 illustre le principe d'utilisation de filtres intermédiaires,
permettant d'accélérer
10 le calcul des filtres numériques
- la Fig.4 montre schématiquement un système d'acquisition et de transmission
de
données sismiques ;
- la Fig.5 montre schématiquement l'organisation d'un boîtier local
d'acquisition ;
- le Fig.6 est un tableau montrant l'écart résiduel entre le signal initial
échantillonné et le
signal défini par les échantillons recalculés, en fonction du nombre de
coefficients du
filtre et de la valeur du retard exprimé comme une fraction du pas
d'échantillonnage ; et
- la Fig.7 est un tableau montrant la précision obtenue en fonction du nombre
de résultats
intermédiaires précalculés et de l'ordre du polynôme d'interpolation.
Description détaillée :
Un point important de la méthode tient à ce que l'on a pu établir que si AD et
a sont
respectivement les marges d'ondulation à l'intérieur de la bande passante en
ce qui
concerne respectivement la phase et l'amplitude, l'erreur temporelle maximale
E,~,1 point
par point entre le signal décalé calculé par le filtre et le signal décalé
idéal (pour lequel
EM=O) peut s'exprimer par la relation
EM = ~(àD)? +(a)-~ (1)

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ceci pourvu que le signal soit dans la bande de fréquence inférieure à la
fréquence de
coupure du filtre.
Connaissant cette relation entre l'erreur maximale et les caractéristiques de
filtrage,
on sélectionne alors une méthode connue de conception de filtres F.I.R (Finite
Impulse
Response) donnant les coefficients du filtre approprié.
Si l'on dispose par exemple d'un convertisseur analocéique-numérique
fonctionnant
sur 24 bits dont un bit de signe, on peut s'imposer que l'erreur soit au plus
é-ale à un pas
de quantification soit 2-23 = 10-' .
Pour une erreur de 10-7, il faut que a soit de l'ordre de 10-7, ce qui impose
que la
lo marge d'ondulation IHI de la fonction de filtraâe soit telle que : 1- a5
IHI- 1 + a. Comme
a est très petit, on montre aisément que cette inégalité équivaut à:-10-6 _<
IHI,B _ 10-6. La
même relation 1 montre que IADI doit aussi être de l'ordre de 10-7
.
Avec les spécifications données plus haut, convenant pour des applications en
prospection sismique :
- fréquence de coupure caractérisée par deux valeurs, 375Hz et 420Hz ;
- oscillations dans la bande de fréquence [0, 375Hz] inférieures à 0.05 dB
- oscillations dans la bande de fréquence [0, 420Hz] inférieures à 0.2 dB
- fréquence de coupure en phase égale à 375Hz ;
- oscillations dans la bande de fréquence [0, 375Hz] inférieures à un retard
correspondant
à un retard temporel de 4 s, la spécification en phase correspondant à 4 s
pour une
fréquence d'échantillonnage de 1000 Hz (donc une période temporelle
Te = 10-3 s= lms ) donne un retard fractionnaire de D.D =At = 4ys = 4.10-3 .
Tr lms
On vérifie donc que ces contraintes en amplitude et en phase sont lar;ement
satisfaites si l'on impose que l'erreur soit inférieure à 10"7.
Il s'ajit ensuite de déterminer la valeur des coefficients du filtre de
décalage,
compte-tenu des limitations imposées, en choisissant comme on l'a dit, parmi
des
méthodes de conception de filtre bien connues des spécialistes. On peut
utiliser la méthode

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d'interpolation de Lagrange, qui offre une très bonne réponse en fréquence et
une réponse
en amplitude très plate pour les basses fréquences mais le filtre résultant a
une bande
passante très étroite, variant peu avec l'ordre du filtre. On connaît aussi
les méthodes de
fenêtrage temporel (fenêtre de Kaiser, de Dolph-Tchebichev, de Blackman, de
Hamrning,
etc.). Une autre méthode connue dite des moindres carrés consiste
essentiellement à
minimiser l'erreur fréquentielle entre le filtre idéal et le filtre F.I.R.
implémenté. Les
programmes de calcul nécessaires au calcul des coefficients de filtrage selon
ces différentes
méthodes, sont le plus souvent disponibles dans des bibliothèques connues de
logiciels de
traitement du signal telles que MatlabTM par exemple.
Pour chaque valeur particulière du retard, un rééchantillonnage permettant une
approximation avec une précision de l'ordre de 10-7, nécessite le calcul d'un
filtre défini
par plusieurs dizaines de coefficients de filtraae. Il en faut 60 par exemple
par la méthode
des moindres carrés généralisés pour atteindre une précision de cet ordre
comme le montre
le tableau de la Fig.6.
Le temps nécessaire à un tel calcul dépend bien évidemment des moyens de
calcul
ou ressources disponibles. Il existe des cas où, du fait des conditions
imposées : bande
passante relativement large des signaux à acquérir et/ou performance des
moyens de calcul
disponibles, le recalage recherché des sijnaux échantillonnés sur un instant
de référence, ne
peut être envisagé en temps réel.
Une solution consiste dans ce cas à précalculer les coefficients de filtrage
pour des
fractions bien définies de la période ou pas At d'échantillonnage. Le pas Ot
étant subdivisé
par N points I1, Iz,... Ik, ... IN (Fig.3) en N+1 parties (N étant égal à 10
par exemple), on
définit ainsi N filtres précalculés Ft à FN. Les différentes séries de
coefficients sont alors
stockées dans des mémoires de l'organe de calcul, avant le début des
opérations
d'acquisition. En opération, on détermine dans quel sous-intervalle de temps
(entre Ik et
Ik+i sur la figure) se trouve l'écart de temps fractionnaire d entre l'instant
initial
d'échantillonnage et l'instant de référence et on fait une interpolation entre
les séries de
coefficients correspondantes mémorisées, de façon à calculer les coefficients
du filtre de
recalage nécessaire. L'encadrement plus étroit du retard fractionnaire d
permis par ces
calculs préalables, réduit de façon considérable le temps de calcul du filtre
numérique ad
hoc. Une précision de l'ordre de 10-7 peut, par exemple, être atteinte avec 10
séries de

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coefficients intermédiaires précalculés pour une interpolation d'ordre 5, et
avec 20 séries
de coefficients intermédiaires pour une interpolation d'ordre 4, comme le
montre le tableau
de la Fig.8.
La méthode décrite peut être mise en oeuvre dans un système d'acquisition
sismique
tel que décrit dans les brevets précités, notamment dans les brevets FR-A-2
720 518, EP-A-
594 477 ou la demande de brevet FR 97/09 547, adapté à acquérir le signaux
captés par des
récepteurs sismiques R (Fig.4) répartis sur une zone à explorer, suivant une
disposition
convenant pour le type de prospection 2D ou 3D à effectuer, ces récepteurs R
captant les
ondes sismiques renvoyées par des discontinuités souterraines, et à les
transmettre à une
lo station éloignée CS telle qu'une station centrale de commande et
d'enregistrement où tous
les signaux sismiques collectés sont finalement centralisés, soit directement,
soit par
l'intermédiaire de stations intermédiaires LS réalisant des fonctions plus ou
moins
complexes : concentration, organisation et séquencement des échanges entre les
unités
d'acquisition A et la station centrale CS.
La source S peut être impulsionnelle (une charge explosive par exemple ou un
canon à air) ou bien encore constituée d'un ou de plusieurs vibrateurs. Cette
source peut
être couplée avec les terrains de la zone à explorer et reliée par radio ou
câble de
commande avec la station centrale CS ou bien dans le cas d'une exploration de
zones
côtières, éventuellement remorquée en immersion par un bateau boutefeu, relié
par radio
2o avec la station centrale CS.
Chaque boîtier d'acquisition est adapté (Fig.5) à l'acquisition d'un nombre
k(k?1)
de récepteurs sismiques R1, R2,... Rk. fournissant chacun une "trace"
sismique. A cet effet,
il comporte par exemple k chaînes d'acquisition CA1 à CAk recevant
respectivement les k
signaux et comportant chacune par exemple un filtre passe-bas F11, F12, ...
Fk, un
préamplificateur PA1, PA2,... PAk, un filtre passe-haut F21, F22, ... F2k et
un
convertisseur analogique-numérique (ADC) AD1, AD2, ..., ADk pour convertir les
signaux
analogiques amplifiés et filtrés en mots numériques de 24 bits par exemple.
Les
convertisseurs sont par exemple de type sigma-delta à suréchantillonnage.
Toutes les
chaînes d'acquisition sont connectées à un microprocesseur 2 traitant des mots
numériques
~o de 16 à 32 bits par exemple, programmé pour gérer l'acquisition et les
échanges avec la
station éloignée (non représentée). Au microprocesseur 2 sont associées une
mémoire de

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travail Ml et une mémoire Mp pour les programmes. Le processeur 2 est connecté
à une
unité 3 d'émission-réception adaptée à la voie de transmission employée pour
la
communication avec la station éloignée. S'il s'agit d'une voie hertzienne,
l'unité 3 comporte
un radio-émetteur RE et un radio-récepteur RR qui communique avec une antenne
4. Une
unité d'interface 5 décrite dans le brevet FR-A-2.608.780 précité, permet en
outre une
communication par rayons infrarouges avec un boîtier d'initialisation 6 à
l'aide duquel un
opérateur peut éventuellement communiquer au processeur de gestion 2, des
instructions
d'adressage et de sélection des paramètres de fonctionnement des chaînes
d'acquisition.
Chaque boîtier d'acquisition Ai comporte également de préférence un processeur
7
to spécialisé dans le traitement des signaux, tel que par exemple un
processeur à 32 bits à
virgule flottante du type DSP 96002, qui est associé à un dispositif du type
DMA pour
accélérer les transferts par blocs de données entre les deux processeurs 2 et
7. A ce dernier,
est adjointe une mémoire de travail M3. Chaque boîtier d'acquisition comporte
aussi une
alimentation électrique autonome 8.
Le processeur général 2 a pour fonctions de réaliser le décodage des ordres
transmis
par la station éloignée, et de gérer l'acquisition des sijnaux des récepteurs
R1 à Rk par les
différentes chaînes d'acquisition, les transmissions en relation avec l'unité
de transmission
3, la mémoire M1 pour le stockage temporaire des données, les entrées-sorties,
les
interruptions entre programmes, les échanges avec le processeur de calcul DSP
7, etc.
Le processeur de calcul DSP (7) est particulièrement adapté à effectuer à
grande
vitesse des opérations telles que des conversions de format, des
multiplications de nombres
complexes, des transformations de Fourier du type FFT, des corrélations entre
les sijnaux
reçus et les signaux émis, des filtrages numériques, des sommations de tirs
successifs avec
élimination des bruits perturbateurs de nature non sismique, des combinaisons
entre eux
des si~naux délivrés par des récepteurs sismiques multi-axes tels que des
géophones tri-
axiaux par exemple, etc. Les pré-traitements accomplis localement avant
transmission
contribuent à réduire sensiblement le nombre de tâches dévolues à la station
éloignée.
Chaque boîtier d'acquisition peut comporter en outre une mémoire de stockage
de
grande capacité 9 de type flash par exemple, capable d'absorber un certain
volume de
3o donilées qui peut être transmis en différé à la station centrale.

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L'ensemble de traitement (2, 7) dans chaque unité d'acquisition comporte de
préférence des moyens de mémorisation (dans la mémoire de travail M3 par
exemple) des
séries de coefficients définissant un certain nombre de filtres FI à FN
précalculés
inter-médiaires et un moyen de comptage C pour déterminer avec précision,
l'intervalle de
temps D = int(D) + d séparant l'instant où a commencé l'échantillonnage des
signaux
produits par les récepteurs sismiques, sur commande de l'horloge locale, et
l'instant précis
d'arrivée du signal de référence. Cet intervalle de temps tient compte de
l'instant
d'émission du signal par la source sismique (TB) mais aussi de la durée de
propagation
effective de ce signal jusqu'à l'unité d'acquisition concernée, par la voie de
transmission
io (câble ou liaison radio) qui la relie à la station centrale CS, qui peut
varier du fait de sa
position sur le terrain.
Cet intervalle de temps D étant mesuré, le processeur de signal 7 est
programmé
pour a) renuméroter les échantillons prélevés avant l'instant de référence en
fonction de la
valeur de int(D), comme on l'a vu, b) calculer les coefficients du filtre
numérique
fractionnaire propre à compenser l'écart mesuré, et c) appliquer le filtre de
décalage
approprié.
De préférence, on calcule comme on l'a vu les coefficients du filtre numérique
adapté par interpolation entre les séries de coefficients des N filtres
précalculés Fi à FN,
encadrant la fraction d de l'intervalle de temps D, stockées dans les mémoires
M de
2o l'ensemble de traitement 2, 7.
Le recalage extrêmement précis que l'on effectue entre le signal émis par la
ou
chaque source sismique permet d'améliorer les résultats des traitements tels
que les
sommations ou corrélations de traces qui sont effectués par chaque
dispositif
d'acquisition sur le terrain avant le rapatriement des données sismiques au
poste central.
La méthode s'avère particulièrement avantageuse dans le cas où, par exemple,
l'on
réalise des opérations sismiques avec des vibrateurs fonctionnant
simultanément ou bien
qui sont décalés les uns par rapport aux autres. L'acquisition des signaux
sismiques
s'effectue alors en continu. La corrélation que l'on effectue classiquement
entre chaque
sianal vibratoire et les signaux acquis, nécessite au préalable leur
resynchronisation pour
_0 tenir compte de leurs décalages par rapport aux différents TB. Cette
opération s'effectue
sans difficulté compte-tenu de la voie logicielle choisie pour le faire.

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Si l'on utilise par exemple quatre ensembles de vibrateurs à fréquence
glissante
avec une période de glissement ( sweep time ) de 16s, une fenêtre
d'acquisition ou temps
d'écoute de 6s et un intervalle de temps de déplacement de 30s, on détermine
un temps de
glissement moyen ( slip time ) de (16+6+30)/4= 13s. Les signaux destinés à
être corrélés,
doivent au préalable être rééchelonnés en prenant pour référence le début de
chaque tranche
de temps égale à ce temps de glissement. L'ensemble de traitement de chaque
dispositif
d'acquisition est facilement adaptable pour qu'il réalise les recalages
désirés avec les
signaux des différents vibrateurs.

Dessin représentatif